1.在PCB設計時，芯片電源處旁路濾波等電容應盡可能的接近器件，典型距離是小于3MM2.運算放大器芯片電源處的小陶瓷旁路電容在放大器處于輸入高頻信號時可以為放大器的高頻特性提供能量電容值的選擇根據輸入信號的頻率與放大器的速度選擇例如，一個400MHz的放大器可能采用并連安裝的0.01uF和1nF電容。3.當我們購買電容等器件時，還需要注意他的自諧振蕩頻率，自諧振頻率在此頻率（400MHz）上下的電容毫無益處。4.在畫PCB時，放大器的輸入輸出信號腳以及反饋電阻的下面不要在走其他線，這樣可以減小不同線之間的寄生電容的相互影響讓放大器更穩定5.表面貼裝器件的高頻新能比較好同時又體積小6.電路板布線時走線盡可能的短同時還要注意的他的長與寬讓寄生效應最小化7.對于電源線的處理電源線寄生特性最壞的直流電阻與自感所以我們在布電源線的時候盡可能的加寬些8.對于放大器輸入輸出連接線上面的電流非常小所以這樣他們是很容易受影響的寄生性效應對他們危害很大9.對于超過1CM的信號路徑最好是用受控阻抗和兩端終接（匹配電阻）的傳輸線10.放大器驅動阻容性負載為了解決穩定性的問題一種常用的技術是引入一個電阻ROUT同時最好靠近運放這樣利用串聯輸出電阻實現對容性負載的隔離550Q '圖4：利用串聯輸出電阻實現對容性負載的隔離（圖中負載為阻容性7K）(glnoQt(glnoQt口山CIN山WZOO山丄你可以把Rf連接到隔離電阻的輸出側，而不是圖中Rout和放大器之間用RF連接。這樣做將保持增益的精度，但是跟在其它例子中一樣，你將仍然在隔離電阻上損失相同大小的電壓擺幅。盡管該技術確實有其缺陷，但應該這樣實現。圖5：LMH6738推薦的R°uT與容性負載的對比對于阻容性負載因為電阻與電容并在一起所以相當于一個低通濾波器這樣就會損失一定的帶寬而且對于阻容性負載不管你的電阻式多大電容越大驅動起來越難帶寬也下降11.對于電壓跟隨電路為了為了減小跟隨電路中的噪聲一種很常用的方法是僅僅采用必須的帶寬超過應用需求的帶寬濾除掉這時就可以給電路添加濾波電路12.對于電流型運放他的緩沖器配置需要一個反饋電阻，而電壓反饋型運放可以直接短接13電流反饋放大器的反饋環路中，電容會引起不穩定性所以對于一些常用的電路拓撲中不適合用電流型運放14.電流型運放不受基本增益帶寬積的影響隨著信號幅度的增加也就是放大倍數的增加帶寬損失很小而電壓型運放就不一樣所以電流型運放在很寬的增益范圍內能維持其大部分的帶寬不變即使是這樣電流型運放也不是無限快他的壓擺率不受內部偏置電流的限制但是受三極管本身的速度的限制對給定的偏置電流，這就容許不用通常可能影響穩定性的正反饋或其方法來獲得較大的壓擺率。15.電流型運放的的兩個輸入端的輸入阻抗是不一樣的正輸入端與反輸入端之間有一個輸入緩沖器該緩沖器多數情況下是設隨電路電流型運放的的正相輸入端具有高阻抗而緩沖器的輸出也就是負輸入端具有低阻抗而電壓型運放則不同他的兩個輸入端都具有高阻16.電流型運放輸出的的是電壓這個電壓與流入或流出反向輸入端的電流有關，這由稱為互阻抗(transimpedance)的復雜函數Z(s)來表示。在直流時，互阻抗是一個非常大的數，并且像電壓反饋運放一樣，它隨著頻率的增加具有單極點滾降特性17.電流型運放的靈活處體現在他的帶寬可調節他的穩定性也是可以調節的因為反饋電阻的數值實際上改變放大器的交流環路的動態特性，加之具有非常高的壓擺率和基于反饋電阻的可調節帶寬，你可以獲得與器件的小信號帶寬非常接近的大信號帶寬。在甚至更好的情況下，該帶寬在很寬的增益范圍內大部分都維持不變。而因為具有固有的線性度，你也可以在高頻大信號時獲得較低的失真。18.電流反饋運放的反饋電阻的選擇101001.000頻101001.000頻圖2能夠體現LMH6714特色的不同尺尸條件下的頻率響應圖1：具有Z(s)和反饋電阻的電路示意圖通過圖可以得知減小反饋電阻環路增益提升同時可以通過圖看出小電阻對增益有一定的補償作用同時通過RF147曲線看出增益很大時很容易自激圖3：建議反饋電阻與正相增益的關系正如預期的那樣，對增益為2的放大器推薦采用300Q的電阻，它具有最佳的增益平坦度、建立時間和速度的組合。此外，從該圖中可以看到，對增益為1的放大器需要采用600Q的反饋電阻來獲得最優化的性能。這是因為環路增益非常高，較大的電阻值對于穩定性是必需的。這就是與電壓反饋架構的主要差異。電流反饋放大器在使用時不能把輸出與反相輸入短路連接。數據表上指定的最常用的電阻是針對增益為2的放大器。然而，你可以從圖2中看到，你最終使用的實際數值有很大的靈活性，在數據表中所推薦的數值是在性能表和曲線中公布的規范所使用的數值。如圖3所示，對于增益為5的放大器，Rf下降到200Q。該增益設置電阻現在僅僅是50Q,所以我們獲得的輸入緩沖電阻和增益設置電阻