直流拖動控制系統電力拖動自動控制系統第1篇直流拖動控制系統電力拖動自動控制系統第1篇內容提要直流調速方法直流調速電源直流調速控制內容提要直流調速方法

引言

直流電動機具有良好的起、制動性能，宜于在大范圍內平滑調速，在許多需要調速和快速正反向的電力拖動領域中得到了廣泛的應用。由于直流拖動控制系統在理論上和實踐上都比較成熟，而且從控制的角度來看，它又是交流拖動控制系統的基礎。因此，為了保持由淺入深的教學順序，應該首先很好地掌握直流拖動控制系統。引言直流電動機具有良好的起、制動性能根據直流電機轉速方程

直流調速方法nUIRKe式中

—

轉速（r/min）；

—電樞電壓（V）；

—電樞電流（A）；

—電樞回路總電阻（

）；

—勵磁磁通（Wb）；

—

由電機結構決定的電動勢常數。（1-1）根據直流電機轉速方程

由式（1-1）可以看出，有三種方法調節電動機的轉速：

（1）調節電樞供電電壓U；（2）減弱勵磁磁通；（3）改變電樞回路電阻R。由式（1-1）可以看出，有三種方法調節電動機的轉（1）調壓調速工作條件：保持勵磁=N；保持電阻R=Ra調節過程：改變電壓UN

U

Un，n0調速特性：轉速下降，機械特性曲線平行下移。nn0OIILUNU1U2U3nNn1n2n3調壓調速特性曲線（1）調壓調速工作條件：nn0OIILUNU1U2U3（2）調阻調速工作條件：保持勵磁=N

；保持電壓U=UN；調節過程：增加電阻Ra

R

Rn，n0不變；調速特性：轉速下降，機械特性曲線變軟。nn0OIILRaR1R2R3nNn1n2n3調阻調速特性曲線（2）調阻調速工作條件：nn0OIILRaR1R2R（3）調磁調速工作條件：保持電壓U=UN

；保持電阻R=Ra；調節過程：減小勵磁N

n，n0調速特性：轉速上升，機械特性曲線變軟。nn0OTeTL

N

1

2

3nNn1n2n3調磁調速特性曲線（3）調磁調速工作條件：nn0OTeTLN12

三種調速方法的性能與比較

對于要求在一定范圍內無級平滑調速的系統來說，以調節電樞供電電壓的方式為最好。改變電阻只能有級調速；減弱磁通雖然能夠平滑調速，但調速范圍不大，往往只是配合調壓方案，在基速（即電機額定轉速）以上作小范圍的弱磁升速。因此，自動控制的直流調速系統往往以調壓調速為主。三種調速方法的性能與比較對于要求在一定范圍內第1章閉環控制的直流調速系統

本章著重討論基本的閉環控制系統及其分析與設計方法。第1章閉環控制的直流調速系統本章著重討論基本本章提要1.1直流調速系統用的可控直流電源1.2晶閘管-電動機系統（V-M系統）的主要問題1.3直流脈寬調速系統的主要問題1.4反饋控制閉環直流調速系統的穩態分析和設計1.5反饋控制閉環直流調速系統的動態分析和設計1.6比例積分控制規律和無靜差調速系統本章提要1.1直流調速系統用的可控直流電源1.1直流調速系統用的可控直流電源

根據前面分析，調壓調速是直流調速系統的主要方法，而調節電樞電壓需要有專門向電動機供電的可控直流電源。本節介紹幾種主要的可控直流電源。1.1直流調速系統用的可控直流電源根據前面常用的可控直流電源有以下三種旋轉變流機組——用交流電動機和直流發電機組成機組，以獲得可調的直流電壓。靜止式可控整流器——用靜止式的可控整流器，以獲得可調的直流電壓。直流斬波器或脈寬調制變換器——用恒定直流電源或不控整流電源供電，利用電力電子開關器件斬波或進行脈寬調制，以產生可變的平均電壓。常用的可控直流電源有以下三種旋轉變流機組——用交流電動機和直1.1.1旋轉變流機組圖1-1旋轉變流機組供電的直流調速系統（G-M系統）

1.1.1旋轉變流機組圖1-1旋轉變流機組供電的直流調速G-M系統工作原理

由原動機（柴油機、交流異步或同步電動機）拖動直流發電機G實現變流，由G給需要調速的直流電動機M供電，調節G的勵磁電流if即可改變其輸出電壓U，從而調節電動機的轉速n。這樣的調速系統簡稱G-M系統，國際上通稱Ward-Leonard系統。G-M系統工作原理由原動機（柴油機、交流異步或同G-M系統特性n第I象限第IV象限OTeTL-TLn0n1n2第II象限第III象限圖1-2G-M系統機械特性G-M系統特性n第I象限第IV象限OTeTL-TLn0n11.1.2靜止式可控整流器圖1-3晶閘管可控整流器供電的直流調速系統（V-M系統）

1.1.2靜止式可控整流器圖1-3晶閘管可控整流器V-M系統工作原理

晶閘管-電動機調速系統（簡稱V-M系統，又稱靜止的Ward-Leonard系統），圖中VT是晶閘管可控整流器，通過調節觸發裝置GT的控制電壓Uc

來移動觸發脈沖的相位，即可改變整流電壓Ud

，從而實現平滑調速。V-M系統工作原理晶閘管-電動機調速系統（簡稱VV-M系統的特點

與G-M系統相比較：晶閘管整流裝置不僅在經濟性和可靠性上都有很大提高，而且在技術性能上也顯示出較大的優越性。晶閘管可控整流器的功率放大倍數在104以上，其門極電流可以直接用晶體管來控制，不再像直流發電機那樣需要較大功率的放大器。在控制作用的快速性上，變流機組是秒級，而晶閘管整流器是毫秒級，這將大大提高系統的動態性能。V-M系統的特點與G-M系統相比較：V-M系統的問題由于晶閘管的單向導電性，它不允許電流反向，給系統的可逆運行造成困難。晶閘管對過電壓、過電流和過高的dV/dt與di/dt都十分敏感，若超過允許值會在很短的時間內損壞器件。由諧波與無功功率引起電網電壓波形畸變，殃及附近的用電設備，造成“電力公害”。V-M系統的問題由于晶閘管的單向導電性，它不允許電流反向，1.1.3直流斬波器或脈寬調制變換器

在干線鐵道電力機車、工礦電力機車、城市有軌和無軌電車和地鐵電機車等電力牽引設備上，常采用直流串勵或復勵電動機，由恒壓直流電網供電，過去用切換電樞回路電阻來控制電機的起動、制動和調速，在電阻中耗電很大。1.1.3直流斬波器或脈寬調制變換器在干a）原理圖b）電壓波形圖tOuUsUdTton控制電路M1.直流斬波器的基本結構圖1-5直流斬波器-電動機系統的原理圖和電壓波形

a）原理圖b）電壓波形圖tOuUsUdTton控制電路M2.斬波器的基本控制原理

在原理圖中，VT表示電力電子開關器件，VD表示續流二極管。當VT導通時，直流電源電壓Us加到電動機上；當VT關斷時，直流電源與電機脫開，電動機電樞經VD續流，兩端電壓接近于零。如此反復，電樞端電壓波形如圖1-5b，好像是電源電壓Us在ton時間內被接上，又在T–ton

時間內被斬斷，故稱“斬波”。2.斬波器的基本控制原理在原理圖中，VT這樣，電動機得到的平均電壓為3.輸出電壓計算(1-2)式中T—晶閘管的開關周期；

ton

—開通時間；

—占空比，

=ton/T=tonf；其中f為開關頻率。這樣，電動機得到的平均電壓為3.輸出電壓計算(1-2)

為了節能，并實行無觸點控制，現在多用電力電子開關器件，如快速晶閘管、GTO、IGBT等。采用簡單的單管控制時，稱作直流斬波器，后來逐漸發展成采用各種脈沖寬度調制開關的電路，脈寬調制變換器（PWM-PulseWidthModulation）。為了節能，并實行無觸點控制，現在多用電力電子

4.斬波電路三種控制方式根據對輸出電壓平均值進行調制的方式不同而劃分，有三種控制方式：T不變，變ton—脈沖寬度調制（PWM）；ton不變，變T—脈沖頻率調制（PFM）；ton和T都可調，改變占空比—混合型。4.斬波電路三種控制方式根據對輸出電壓平均值進行調制的方PWM系統的優點（1）主電路線路簡單，需用的功率器件少；（2）開關頻率高，電流容易連續，諧波少，電機損耗及發熱都較小；（3）低速性能好，穩速精度高，調速范圍寬，可達1:10000左右；（4）若與快速響應的電機配合，則系統頻帶寬，動態響應快，動態抗擾能力強；PWM系統的優點（1）主電路線路簡單，需用的功率器件少；PWM系統的優點（續）（5）功率開關器件工作在開關狀態，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因而裝置效率較高；（6）直流電源采用不控整流時，電網功率因數比相控整流器高。PWM系統的優點（續）（5）功率開關器件工作在開關狀態，導通小結

三種可控直流電源，V-M系統在上世紀60~70年代得到廣泛應用，目前主要用于大容量系統。直流PWM調速系統作為一種新技術，發展迅速，應用日益廣泛，特別在中、小容量的系統中，已取代V-M系統成為主要的直流調速方式。返回目錄小結三種可控直流電源，V-M系統在上世1.2晶閘管-電動機系統（V-M系統）

的主要問題

本節討論V-M系統的幾個主要問題：（1）觸發脈沖相位控制；（2）電流脈動及其波形的連續與斷續；（3）抑制電流脈動的措施；（4）晶閘管-電動機系統的機械特性；（5）晶閘管觸發和整流裝置的放大系數和傳遞函數。1.2晶閘管-電動機系統（V-M系統）

在如圖可控整流電路中，調節觸發裝置GT輸出脈沖的相位，即可很方便地改變可控整流器VT輸出瞬時電壓ud

的波形，以及輸出平均電壓Ud

的數值。OOOOO1.2.1觸發脈沖相位控制在如圖可控整流電路中，調節觸發裝置GT輸Ud0IdE

等效電路分析

如果把整流裝置內阻移到裝置外邊，看成是其負載電路電阻的一部分，那么，整流電壓便可以用其理想空載瞬時值ud0和平均值Ud0來表示，相當于用圖示的等效電路代替實際的整流電路。圖1-7V-M系統主電路的等效電路圖

Ud0IdE等效電路分析如果把整流裝置內阻移

式中

—電動機反電動勢；

—整流電流瞬時值；

—主電路總電感；

—主電路等效電阻；且有R=Rrec+Ra+RL；EidLR

瞬時電壓平衡方程(1-3)EidLR瞬時電壓平衡方程(1-3)

對ud0進行積分，即得理想空載整流電壓平均值Ud0

。用觸發脈沖的相位角

控制整流電壓的平均值Ud0是晶閘管整流器的特點。

Ud0與觸發脈沖相位角

的關系因整流電路的形式而異，對于一般的全控整流電路，當電流波形連續時，Ud0=f()可用下式表示對ud0進行積分，即得理想空載整流電壓平均值Ud

式中—從自然換相點算起的觸發脈沖控制角；

—

=

0時的整流電壓波形峰值；

—交流電源一周內的整流電壓脈波數；對于不同的整流電路，它們的數值如表1-1所示。Umm

整流電壓的平均值計算(1-5) Umm整流電壓的平均值計算(1-5)表1-1不同整流電路的整流電壓值*U2

是整流變壓器二次側額定相電壓的有效值。表1-1不同整流電路的整流電壓值*U2是整流變壓器二

整流與逆變狀態當0<</2時，Ud0>0，晶閘管裝置處于整流狀態，電功率從交流側輸送到直流側；當/2<<max

時，Ud0<0，裝置處于有源逆變狀態，電功率反向傳送。為避免逆變顛覆，應設置最大的移相角限制。相控整流器的電壓控制曲線如下圖

整流與逆變狀態當0<</2時，Ud0>圖1-8相控整流器的電壓控制曲線

O

逆變顛覆限制

通過設置控制電壓限幅值，來限制最大觸發角。圖1-8相控整流器的電壓控制曲線O逆變顛覆限制通過1.2.2電流脈動及其波形的連續與斷續

由于電流波形的脈動，可能出現電流連續和斷續兩種情況，這是V-M系統不同于G-M系統的又一個特點。當V-M系統主電路有足夠大的電感量，而且電動機的負載也足夠大時，整流電流便具有連續的脈動波形。當電感量較小或負載較輕時，在某一相導通后電流升高的階段里，電感中的儲能較少；等到電流下降而下一相尚未被觸發以前，電流已經衰減到零，于是，便造成電流波形斷續的情況。1.2.2電流脈動及其波形的連續與斷續由V-M系統主電路的輸出圖1-9V-M系統的電流波形a）電流連續b）電流斷續OuaubucaudOiaibicictEUdtOuaubucaudOiaibicicEUdudttudididV-M系統主電路的輸出圖1-9V-M系統的電流波形a）電流1.2.3抑制電流脈動的措施

在V-M系統中，脈動電流會產生脈動的轉矩，對生產機械不利，同時也增加電機的發熱。為了避免或減輕這種影響，須采用抑制電流脈動的措施，主要是：設置平波電抗器；增加整流電路相數；采用多重化技術。1.2.3抑制電流脈動的措施在V-M系統中，脈

（1）平波電抗器的設置與計算單相橋式全控整流電路三相半波整流電路三相橋式整流電路（1-6）（1-8）（1-7）（1）平波電抗器的設置與計算單相橋式全控整流電路（2）多重化整流電路

如圖電路為由2個三相橋并聯而成的12脈波整流電路，使用了平衡電抗器來平衡2組整流器的電流。并聯多重聯結的12脈波整流電路M（2）多重化整流電路如圖電路為由2個三相橋并聯1.2.4晶閘管-電動機系統的機械特性

當電流連續時，V-M系統的機械特性方程式為

式中Ce=KeN—電機在額定磁通下的電動勢系數。式（1-9）等號右邊Ud0表達式的適用范圍如第1.2.1節中所述。（1-9）1.2.4晶閘管-電動機系統的機械特性當電流（1）電流連續情況

改變控制角，得一族平行直線，這和G-M系統的特性很相似，如圖1-10所示。圖中電流較小的部分畫成虛線，表明這時電流波形可能斷續，公式（1-9）已經不適用了。圖1-10電流連續時V-M系統的機械特性

△n=Id

R/CenIdILO（1）電流連續情況改變控制角，得一族平行直線上述分析說明：只要電流連續，晶閘管可控整流器就可以看成是一個線性的可控電壓源。上述分析說明：只要電流連續，晶閘管可控整流器就可以看成是一個

當電流斷續時，由于非線性因素，機械特性方程要復雜得多。以三相半波整流電路構成的V-M系統為例，電流斷續時機械特性須用下列方程組表示

(1-10)

(1-11)式中；—一個電流脈波的導通角。（2）電流斷續情況當電流斷續時，由于非線性因素，機械特性方程要復雜得多（3）電流斷續機械特性計算

當阻抗角值已知時，對于不同的控制角，可用數值解法求出一族電流斷續時的機械特性。對于每一條特性，求解過程都計算到

=2/3為止，因為角再大時，電流便連續了。對應于

=2/3的曲線是電流斷續區與連續區的分界線。（3）電流斷續機械特性計算當阻抗角值已知圖1-11完整的V-M系統機械特性（4）V-M系統

機械特性圖1-11完整的V-M系統機械特性（4）V-M系統

（5）V-M系統機械特性的特點

圖1-11繪出了完整的V-M系統機械特性，分為電流連續區和電流斷續區。由圖可見：當電流連續時，特性還比較硬；斷續段特性則很軟，而且呈顯著的非線性，理想空載轉速翹得很高。（5）V-M系統機械特性的特點圖1-11繪出1.2.5晶閘管觸發和整流裝置的放大系數和

傳遞函數

在進行調速系統的分析和設計時，可以把晶閘管觸發和整流裝置當作系統中的一個環節來看待。應用線性控制理論進行直流調速系統分析或設計時，須事先求出這個環節的放大系數和傳遞函數。1.2.5晶閘管觸發和整流裝置的放大系數和

實際的觸發電路和整流電路都是非線性的，只能在一定的工作范圍內近似看成線性環節。如有可能，最好先用實驗方法測出該環節的輸入-輸出特性，即曲線，圖1-13是采用鋸齒波觸發器移相時的特性。設計時，希望整個調速范圍的工作點都落在特性的近似線性范圍之中，并有一定的調節余量。實際的觸發電路和整流電路都是非線性的，只能在

晶閘管觸發和整流裝置的放大系數的計算

晶閘管觸發和整流裝置的放大系數可由工作范圍內的特性率決定，計算方法是 圖1-13晶閘管觸發與整流裝置的輸入-輸出特性和的測定

(1-12)晶閘管觸發和整流裝置的放大系數的計算晶閘管觸發和整

如果不可能實測特性，只好根據裝置的參數估算。例如：設觸發電路控制電壓的調節范圍為

Uc=0~10V

相對應的整流電壓的變化范圍是

Ud=0~220V

可取Ks

=220/10=22

晶閘管觸發和整流裝置的放大系數估算如果不可能實測特性，只好根據裝置的參數估算

晶閘管觸發和整流裝置的傳遞函數

在動態過程中，可把晶閘管觸發與整流裝置看成是一個純滯后環節，其滯后效應是由晶閘管的失控時間引起的。眾所周知，晶閘管一旦導通后，控制電壓的變化在該器件關斷以前就不再起作用，直到下一相觸發脈沖來到時才能使輸出整流電壓發生變化，這就造成整流電壓滯后于控制電壓的狀況。晶閘管觸發和整流裝置的傳遞函數在動態過程中，u2udUctta10Uc1Uc2a1tt000a2a2Ud01Ud02TsOOOO（1）晶閘管觸發與整流失控時間分析圖1-14晶閘管觸發與整流裝置的失控時間u2udUctta10Uc1Uc2a1tt000a2a2Ud

顯然，失控制時間是隨機的，它的大小隨發生變化的時刻而改變，最大可能的失控時間就是兩個相鄰自然換相點之間的時間，與交流電源頻率和整流電路形式有關，由下式確定

(1-13)

（2）最大失控時間計算式中

—交流電流頻率；

—一周內整流電壓的脈沖波數。fm顯然，失控制時間是隨機的，它的大小隨發生變化

（3）Ts

值的選取

相對于整個系統的響應時間來說，Ts是不大的，在一般情況下，可取其統計平均值Ts

=Tsmax/2，并認為是常數。也有人主張按最嚴重的情況考慮，取Ts=Tsmax

。表1-2列出了不同整流電路的失控時間。表1-2各種整流電路的失控時間（f=50Hz）（3）Ts值的選取相對于整個系統的響

用單位階躍函數表示滯后，則晶閘管觸發與整流裝置的輸入-輸出關系為按拉氏變換的位移定理，晶閘管裝置的傳遞函數為

（1-14）（4）傳遞函數的求取用單位階躍函數表示滯后，則晶閘管觸發與整流

由于式（1-14）中包含指數函數，它使系統成為非最小相位系統，分析和設計都比較麻煩。為了簡化，先將該指數函數按臺勞級數展開，則式（1-14）變成

（1-15）

由于式（1-14）中包含指數函數，它使系統成

（5）近似傳遞函數

考慮到Ts

很小，可忽略高次項，則傳遞函數便近似成一階慣性環節。

（1-16）（5）近似傳遞函數考慮到Ts很小，可忽略

（6）晶閘管觸發與整流裝置動態結構Uc(s)Ud0(s)Uc(s)Ud0(s)(a)準確的（b）近似的圖1-15晶閘管觸發與整流裝置動態結構圖ssss返回目錄（6）晶閘管觸發與整流裝置動態結構Uc(s)Ud0(s)1.3直流脈寬調速系統的主要問題

自從全控型電力電子器件問世以后，就出現了采用脈沖寬度調制（PWM）的高頻開關控制方式形成的脈寬調制變換器-直流電動機調速系統，簡稱直流脈寬調速系統，即直流PWM調速系統。1.3直流脈寬調速系統的主要問題自本節提要（1）PWM變換器的工作狀態和波形；（2）直流PWM調速系統的機械特性；（3）PWM控制與變換器的數學模型；（4）電能回饋與泵升電壓的限制。本節提要（1）PWM變換器的工作狀態和波形；1.3.1PWM變換器的工作狀態和電壓、

電流波形

PWM變換器的作用是：用PWM調制的方法，把恒定的直流電源電壓調制成頻率一定、寬度可變的脈沖電壓系列，從而可以改變平均輸出電壓的大小，以調節電機轉速。

PWM變換器電路有多種形式，主要分為不可逆與可逆兩大類，下面分別闡述其工作原理。1.3.1PWM變換器的工作狀態和電壓、

1.不可逆PWM變換器（1）簡單的不可逆PWM變換器簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統主電路原理圖如圖1-16所示，功率開關器件可以是任意一種全控型開關器件，這樣的電路又稱直流降壓斬波器。

1.不可逆PWM變換器（1）簡單的不可逆PWM變換器圖1-16簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統

VDUs+UgCVTidM+__E（a）電路原理圖

M?主電路結構21圖1-16簡單的不可逆PWM變換器-直流電動機系統VDU

圖中：Us為直流電源電壓，C為濾波電容器，VT為功率開關器件，VD為續流二極管，M為直流電動機，VT的柵極由脈寬可調的脈沖電壓系列Ug驅動。

工作狀態與波形在一個開關周期內，當0≤

t<ton時，Ug為正，VT導通，電源電壓通過VT加到電動機電樞兩端；當ton

≤

t<T時，Ug為負，VT關斷，電樞失去電源，經VD續流。U,iUdEidUsttonT0圖1-16b電壓和電流波形O工作狀態與波形在一個開關周期內，U,iUdEidUstto電機兩端得到的平均電壓為

(1-17)式中

=ton

/T為PWM波形的占空比，輸出電壓方程

改變（0≤

<1

）即可調節電機的轉速，若令=Ud/Us為PWM電壓系數，則在不可逆PWM變換器

=

(1-18)電機兩端得到的平均電壓為輸出電壓方程（2）有制動的不可逆PWM變換器電路

在簡單的不可逆電路中電流不能反向，因而沒有制動能力，只能作單象限運行。需要制動時，必須為反向電流提供通路，如圖1-17a所示的雙管交替開關電路。當VT1

導通時，流過正向電流+id，VT2

導通時，流過–id

。應注意，這個電路還是不可逆的，只能工作在第一、二象限，因為平均電壓Ud并沒有改變極性。（2）有制動的不可逆PWM變換器電路在簡單的不圖1-17a有制動電流通路的不可逆PWM變換器

主電路結構M+-VD2Ug2Ug1VT2VT1VD1E4123CUs+MVT2Ug2VT1Ug1圖1-17a有制動電流通路的不可逆PWM變換器主電路結

工作狀態與波形一般電動狀態在一般電動狀態中，始終為正值（其正方向示于圖1-17a中）。設ton為VT1的導通時間，則一個工作周期有兩個工作階段：在0≤

t≤

ton期間，Ug1為正，VT1導通，Ug2為負，VT2關斷。此時，電源電壓Us加到電樞兩端，電流id沿圖中的回路1流通。工作狀態與波形一般電動狀態一般電動狀態（續）在

ton

≤

t≤

T期間，Ug1和Ug2都改變極性，VT1關斷，但VT2卻不能立即導通，因為id沿回路2經二極管VD2續流，在VD2兩端產生的壓降給VT2施加反壓，使它失去導通的可能。因此，實際上是由VT1和VD2交替導通，雖然電路中多了一個功率開關器件，但并沒有被用上。一般電動狀態（續）在ton≤t≤T期間，Ug1U,iUdEidUsttonT0O輸出波形：一般電動狀態的電壓、電流波形與簡單的不可逆電路波形（圖1-16b）完全一樣。b）一般電動狀態的電壓、電流波形U,iUdEidUsttonT0O輸出波形：b）一般電動狀工作狀態與波形（續）制動狀態

在制動狀態中，id為負值，VT2就發揮作用了。這種情況發生在電動運行過程中需要降速的時候。這時，先減小控制電壓，使Ug1的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使平均電樞電壓Ud降低。但是，由于機電慣性，轉速和反電動勢E還來不及變化，因而造成EUd

的局面，很快使電流id反向，VD2截止，VT2開始導通。工作狀態與波形（續）制動狀態

制動狀態的一個周期分為兩個工作階段：在0≤

t≤

ton

期間，VT2關斷，－id

沿回路4經VD1續流，向電源回饋制動，與此同時，VD1兩端壓降鉗住VT1使它不能導通。在ton

≤

t≤

T期間，Ug2變正，于是VT2導通，反向電流id

沿回路3流通，產生能耗制動作用。

因此，在制動狀態中，VT2和VD1輪流導通，而VT1始終是關斷的，此時的電壓和電流波形示于圖1-17c。制動狀態的一個周期分為兩個工作階段：U,iUdEidUsttonT04444333VT2VT2VT2VD1VD1VD1VD1tUgO

輸出波形c）制動狀態的電壓﹑電流波形U,iUdEidUsttonT04444333VT2VT2工作狀態與波形（續）輕載電動狀態有一種特殊情況，即輕載電動狀態，這時平均電流較小，以致在關斷后經續流時，還沒有到達周期T，電流已經衰減到零，此時，因而兩端電壓也降為零，便提前導通了，使電流方向變動，產生局部時間的制動作用。工作狀態與波形（續）輕載電動狀態

輕載電動狀態，一個周期分成四個階段：第1階段，VD1續流，電流–id

沿回路4流通；第2階段，VT1導通，電流id沿回路1流通；第3階段，VD2續流，電流id沿回路2流通；第4階段，VT2導通，電流–id沿回路3流通。輕載電動狀態，一個周期分成四個階段：

在1、4階段，電動機流過負方向電流，電機工作在制動狀態；在2、3階段，電動機流過正方向電流，電機工作在電動狀態。因此，在輕載時，電流可在正負方向之間脈動，平均電流等于負載電流，其輸出波形見圖1-17d。在1、4階段，電動機流過負方向電流，電機工作在制

輸出波形d）輕載電動狀態的電流波形4123Tton0U,iUdEidUsttonT04123O輸出波形d）輕載電動狀態的電流波形4123Tton0U,小結表1-3二象限不可逆PWM變換器的不同工作狀態小結表1-3二象限不可逆PWM變換器的不同工作狀2.橋式可逆PWM變換器

可逆PWM變換器主電路有多種形式，最常用的是橋式（亦稱H形）電路，如圖1-20所示。這時，電動機M兩端電壓的極性隨開關器件柵極驅動電壓極性的變化而改變，其控制方式有雙極式、單極式、受限單極式等多種，這里只著重分析最常用的雙極式控制的可逆PWM變換器。2.橋式可逆PWM變換器可逆PWM變換器主電+UsUg4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1Ug2VT1VT2VT4VT3132AB4MVT1Ug1VT2Ug2VT3Ug3VT4Ug4圖1-18橋式可逆PWM變換器H形主電路結構+UsUg4M+-Ug3VD1VD2VD3VD4Ug1Ug2

雙極式控制方式（1）正向運行：第1階段，在0≤

t≤

ton

期間，Ug1、

Ug4為正，VT1

、VT4導通，Ug2、

Ug3為負，VT2

、

VT3截止，電流id

沿回路1流通，電動機M兩端電壓UAB=+Us

；第2階段，在ton

≤

t≤

T期間，Ug1、

Ug4為負，VT1

、VT4截止，VD2

、

VD3續流，并鉗位使VT2

、

VT3保持截止，電流id沿回路2流通，電動機M兩端電壓UAB=–Us

；雙極式控制方式（1）正向運行：

雙極式控制方式（續）（2）反向運行：第1階段，在0≤

t≤

ton

期間，Ug2、

Ug3為負，VT2

、VT3截止，VD1

、VD4

續流，并鉗位使VT1

、VT4截止，電流–id

沿回路4流通，電動機M兩端電壓UAB=+Us

；第2階段，在ton

≤

t≤

T期間，Ug2、

Ug3為正，VT2

、VT3導通，Ug1、

Ug4為負，使VT1

、VT4保持截止，電流–id

沿回路3流通，電動機M兩端電壓UAB=–Us

；雙極式控制方式（續）（2）反向運行：

輸出波形U,iUdEid+UsttonT0-UsOb)正向電動運行波形U,iUdEid+UsttonT0-UsOc)反向電動運行波形輸出波形U,iUdEid+UsttonT0-UsOb)

輸出平均電壓

雙極式控制可逆PWM變換器的輸出平均電壓為

（1-19）

如果占空比和電壓系數的定義與不可逆變換器中相同，則在雙極式控制的可逆變換器中

=2

–

1

（1-20）注意：這里的計算公式與不可逆變換器中的公式就不一樣了。輸出平均電壓雙極式控制可逆PWM變換器的輸出平均

調速范圍

調速時，的可調范圍為0~1，–1<<+1。當>0.5時，為正，電機正轉；當<0.5時，為負，電機反轉；當=0.5時，

=0，電機停止。調速范圍調速時，的可調范圍為0~1，–1<注意：

當電機停止時電樞電壓并不等于零，而是正負脈寬相等的交變脈沖電壓，因而電流也是交變的。這個交變電流的平均值為零，不產生平均轉矩，徒然增大電機的損耗，這是雙極式控制的缺點。但它也有好處，在電機停止時仍有高頻微振電流，從而消除了正、反向時的靜摩擦死區，起著所謂“動力潤滑”的作用。注意：當電機停止時電樞電壓并不等于零

性能評價

雙極式控制的橋式可逆PWM變換器有下列優點：（1）電流一定連續；（2）可使電機在四象限運行；（3）電機停止時有微振電流，能消除靜摩擦死區；（4）低速平穩性好，系統的調速范圍可達1:20000左右；（5）低速時，每個開關器件的驅動脈沖仍較寬，有利于保證器件的可靠導通。

性能評價雙極式控制的橋式可逆PWM變換器有下

性能評價（續）

雙極式控制方式的不足之處是：

在工作過程中，4個開關器件可能都處于開關狀態，開關損耗大，而且在切換時可能發生上、下橋臂直通的事故，為了防止直通，在上、下橋臂的驅動脈沖之間，應設置邏輯延時。性能評價（續）雙極式控制方式的不足之處是：1.3.2直流脈寬調速系統的機械特性

由于采用脈寬調制，嚴格地說，即使在穩態情況下，脈寬調速系統的轉矩和轉速也都是脈動的，所謂穩態，是指電機的平均電磁轉矩與負載轉矩相平衡的狀態，機械特性是平均轉速與平均轉矩（電流）的關系。1.3.2直流脈寬調速系統的機械特性由于采

采用不同形式的PWM變換器，系統的機械特性也不一樣。對于帶制動電流通路的不可逆電路和雙極式控制的可逆電路，電流的方向是可逆的，無論是重載還是輕載，電流波形都是連續的，因而機械特性關系式比較簡單，現在就分析這種情況。采用不同形式的PWM變換器，系統的機械特性也不一

對于帶制動電流通路的不可逆電路，電壓平衡方程式分兩個階段

式中R、L—電樞電路的電阻和電感。

帶制動的不可逆電路電壓方程（0≤t<ton）（1-21）（ton

≤t<T）（1-22）對于帶制動電流通路的不可逆電路，電壓

對于雙極式控制的可逆電路，只在第二個方程中電源電壓由0改為–Us

，其他均不變。于是，電壓方程為(0≤

t<ton)(1-23)

雙極式可逆電路電壓方程(ton

≤

t<T)(1-24)

對于雙極式控制的可逆電路，只在第二個方程中電

機械特性方程

按電壓方程求一個周期內的平均值，即可導出機械特性方程式。無論是上述哪一種情況，電樞兩端在一個周期內的平均電壓都是Ud

=

Us，只是

與占空比

的關系不同，分別為式（1-18）和式（1-20）。

機械特性方程按電壓方程求一個周期內的平

平均電流和轉矩分別用Id

和Te表示，平均轉速n=E/Ce，而電樞電感壓降的平均值Ldid

/dt在穩態時應為零。于是，無論是上述哪一組電壓方程，其平均值方程都可寫成

(1-25)平均電流和轉矩分別用Id和Te表示，平

(1-26)或用轉矩表示，

(1-27)式中Cm=KmN—電機在額定磁通下的轉矩系數；

n0=Us

/Ce

—理想空載轉速，與電壓系數成正比。

機械特性方程 機械特性方程n–Id,–TeavOn0s0.75n0s0.5n0s0.25n0sId

,Teav=1

=0.75

=0.5

=0.25PWM調速系統機械特性圖1-20脈寬調速系統的機械特性曲線（電流連續），n0s＝Us

/Cen–Id,–TeavOn0s0.75n0s0.5n0s0

說明圖中所示的機械曲線是電流連續時脈寬調速系統的穩態性能。圖中僅繪出了第一、二象限的機械特性，它適用于帶制動作用的不可逆電路，雙極式控制可逆電路的機械特性與此相仿，只是更擴展到第三、四象限了。對于電機在同一方向旋轉時電流不能反向的電路，輕載時會出現電流斷續現象，把平均電壓抬高，在理想空載時，Id

=0，理想空載轉速會翹到n0s＝Us

/Ce

。說明圖中所示的機械曲線是電流連續時脈寬調速系統的穩態

目前，在中、小容量的脈寬調速系統中，由于IGBT已經得到普遍的應用，其開關頻率一般在10kHz左右，這時，最大電流脈動量在額定電流的5%以下，轉速脈動量不到額定空載轉速的萬分之一，可以忽略不計。目前，在中、小容量的脈寬調速系統中，由于IGBT已1.3.3PWM控制與變換器的數學模型

圖1-21繪出了PWM控制器和變換器的框圖，其驅動電壓都由PWM控制器發出，PWM控制與變換器的動態數學模型和晶閘管觸發與整流裝置基本一致。按照上述對PWM變換器工作原理和波形的分析，不難看出，當控制電壓改變時，PWM變換器輸出平均電壓按線性規律變化，但其響應會有延遲，最大的時延是一個開關周期T。1.3.3PWM控制與變換器的數學模型圖UcUgUdPWM控制器PWM變換器圖1-21PWM控制與變換器框圖

UcUgUdPWMPWM圖1-21PWM控制與變換器框圖

因此PWM控制與變換器（簡稱PWM裝置）也可以看成是一個滯后環節，其傳遞函數可以寫成（1-28）其中Ks—PWM裝置的放大系數；

Ts—PWM裝置的延遲時間，Ts

≤

T0

。

因此PWM控制與變換器（簡稱PWM裝置）也可

當開關頻率為10kHz時，T=0.1ms，在一般的電力拖動自動控制系統中，時間常數這么小的滯后環節可以近似看成是一個一階慣性環節，因此,（1-29）與晶閘管裝置傳遞函數完全一致。

當開關頻率為10kHz時，T=0.1msCC+1.3.4電能回饋與泵升電壓的限制

PWM變換器的直流電源通常由交流電網經不可控的二極管整流器產生，并采用大電容C濾波，以獲得恒定的直流電壓，電容C同時對感性負載的無功功率起儲能緩沖作用。

CC+1.3.4電能回饋與泵升電壓的限制

泵升電壓產生的原因

對于PWM變換器中的濾波電容，其作用除濾波外，還有當電機制動時吸收運行系統動能的作用。由于直流電源靠二極管整流器供電，不可能回饋電能，電機制動時只好對濾波電容充電，這將使電容兩端電壓升高，稱作“泵升電壓”。

泵升電壓產生的原因對于PWM變換器中的濾波

電力電子器件的耐壓限制著最高泵升電壓，因此電容量就不可能很小，一般幾千瓦的調速系統所需的電容量達到數千微法。在大容量或負載有較大慣量的系統中，不可能只靠電容器來限制泵升電壓，這時，可以采用下圖中的鎮流電阻Rb來消耗掉部分動能。分流電路靠開關器件VTb

在泵升電壓達到允許數值時接通。

泵升電壓限制電力電子器件的耐壓限制著最高泵升電壓，因此電

泵升電壓限制電路過電壓信號UsRbVTbC+泵升電壓限制電路過電壓信號UsRbVTbC+

泵升電壓限制（續）

對于更大容量的系統，為了提高效率，可以在二極管整流器輸出端并接逆變器，把多余的能量逆變后回饋電網。當然，這樣一來，系統就更復雜了。泵升電壓限制（續）對于更大容量的系統，PWM系統的優越性主電路線路簡單，需用的功率器件少；開關頻率高，電流容易連續，諧波少，電機損耗及發熱都較小；低速性能好，穩速精度高，調速范圍寬；系統頻帶寬，動態響應快，動態抗擾能力強；功率開關器件工作在開關狀態，導通損耗小，當開關頻率適當時，開關損耗也不大，因而裝置效率較高；直流電源采用不控整流時，電網功率因數比相控整流器高。返回目錄PWM系統的優越性主電路線路簡單，需用的功率器件少；返回目錄1.4反饋控制閉環直流調速系統的

穩態分析和設計

1.4反饋控制閉環直流調速系統的

本節提要轉速控制的要求和調速指標開環調速系統及其存在的問題閉環調速系統的組成及其靜特性開環系統特性和閉環系統特性的關系反饋控制規律限流保護——電流截止負反饋本節提要轉速控制的要求和調速指標1.4.1轉速控制的要求和調速指標

任何一臺需要控制轉速的設備，其生產工藝對調速性能都有一定的要求。

歸納起來，對于調速系統的轉速控制要求有以下三個方面：1.4.1轉速控制的要求和調速指標1.控制要求（1）調速——在一定的最高轉速和最低轉速范圍內，分擋地（有級）或平滑地（無級）調節轉速；（2）穩速——以一定的精度在所需轉速上穩定運行，在各種干擾下不允許有過大的轉速波動，以確保產品質量；（3）加、減速——頻繁起、制動的設備要求加、減速盡量快，以提高生產率；不宜經受劇烈速度變化的機械則要求起，制動盡量平穩。1.控制要求（1）調速——在一定的最高轉速和最低轉速范圍內2.調速指標調速范圍：生產機械要求電動機提供的最高轉速和最低轉速之比叫做調速范圍，用字母D表示，即（1-31）

其中nmin

和nmax

一般都指電機額定負載時的轉速，對于少數負載很輕的機械，例如精密磨床，也可用實際負載時的轉速。2.調速指標調速范圍：其中nmin和nmax

靜差率：當系統在某一轉速下運行時，負載由理想空載增加到額定值時所對應的轉速降落nN

，與理想空載轉速n0之比，稱作靜差率s

，即或用百分數表示

（1-32）

（1-33）

式中nN=n0-nN

靜差率：當系統在某一轉速下運行時，負載由理想空載增加到額定0TeNTen0an0bab?

nNa

?

nNb

nO圖1-23不同轉速下的靜差率3.靜差率與機械特性硬度的區別

然而靜差率和機械特性硬度又是有區別的。一般調壓調速系統在不同轉速下的機械特性是互相平行的。對于同樣硬度的特性，理想空載轉速越低時，靜差率越大，轉速的相對穩定度也就越差。0TeNTen0an0bab?nNa?nNbnO圖1例如：在1000r/min時降落10r/min，只占1%；在100r/min時同樣降落10r/min，就占10%；如果在只有10r/min時，再降落10r/min，就占100%，這時電動機已經停止轉動，轉速全部降落完了。

因此，調速范圍和靜差率這兩項指標并不是彼此孤立的，必須同時提才有意義。調速系統的靜差率指標應以最低速時所能達到的數值為準。靜差率與機械特性硬度的區別（續）例如：在1000r/min時降落10r/min，只占1%；在4.調速范圍、靜差率和額定速降之間的關系

設：電機額定轉速nN為最高轉速，轉速降落為nN，則按照上面分析的結果，該系統的靜差率應該是最低速時的靜差率，即于是，最低轉速為

4.調速范圍、靜差率和額定速降之間的關系設：電機而調速范圍為

將上面的式代入nmin，得

（1-34）

而調速范圍為將上面的式代入nmin，得（1-34）

式（1-34）表示調壓調速系統的調速范圍、靜差率和額定速降之間所應滿足的關系。對于同一個調速系統，nN

值一定，由式（1-34）可見，如果對靜差率要求越嚴，即要求s值越小時，系統能夠允許的調速范圍也越小。

式（1-34）表示調壓調速系統的調速范圍、結論1：

一個調速系統的調速范圍，是指在最低速時還能滿足所需靜差率的轉速可調范圍。結論1：例題1-1

某直流調速系統電動機額定轉速為，額定速降nN

=115r/min，當要求靜差率30%時，允許多大的調速范圍？如果要求靜差率20%，則調速范圍是多少？如果希望調速范圍達到10，所能滿足的靜差率是多少？例題1-1某直流調速系統電動機額定轉速為，額定速降n解要求30%時，調速范圍為若要求20%，則調速范圍只有若調速范圍達到10，則靜差率只能是解要求30%時，調速范圍為1.4.2開環調速系統及其存在的問題

若可逆直流脈寬調速系統是開環調速系統，調節控制電壓就可以改變電動機的轉速。如果負載的生產工藝對運行時的靜差率要求不高，這樣的開環調速系統都能實現一定范圍內的無級調速，可以找到一些用途。但是，許多需要調速的生產機械常常對靜差率有一定的要求。在這些情況下，開環調速系統往往不能滿足要求。

1.4.2開環調速系統及其存在的問題若可例題1-2

某龍門刨床工作臺拖動采用直流電動機，其額定數據如下：60kW、220V、305A、1000r/min，采用V-M系統，主電路總電阻，電動機電動勢系數。如果要求調速范圍D=20，靜差率5%，采用開環調速能否滿足？若要滿足這個要求，系統的額定速降最多能有多少？例題1-2某龍門刨床工作臺拖動采用直流電動機，其額定數據解當電流連續時，V-M系統的額定速降為開環系統機械特性連續段在額定轉速時的靜差率為

這已大大超過了5%的要求，更不必談調到最低速了。解當電流連續時，V-M系統的額定速降為

如果要求D=20，s

≤

5%，則由式（1-29）可知由上例可以看出，開環調速系統的額定速降是275r/min，而生產工藝的要求卻只有2.63r/min，相差幾乎百倍！由此可見，開環調速已不能滿足要求，需采用反饋控制的閉環調速系統來解決這個問題。如果要求D=20，s≤5%，則由式（11.4.3閉環調速系統的組成及其靜特性

根據自動控制原理，反饋控制的閉環系統是按被調量的偏差進行控制的系統，只要被調量出現偏差，它就會自動產生糾正偏差的作用。調速系統的轉速降落正是由負載引起的轉速偏差，顯然，引入轉速閉環將使調速系統應該能夠大大減少轉速降落。

1.4.3閉環調速系統的組成及其靜特性根

系統組成圖1-24

采用轉速負反饋的閉環調速系統+-AGTMTG+-+-+-UtgUdIdn+--+Un?UnU*nUcUPE+-MTGIdUnUdUcUnntg系統組成圖1-24采用轉速負反饋的閉環調速系統+-A

調節原理

在反饋控制的閉環直流調速系統中，與電動機同軸安裝一臺測速發電機TG，從而引出與被調量轉速成正比的負反饋電壓Un

，與給定電壓U*n

相比較后，得到轉速偏差電壓Un

，經過放大器A，產生電力電子變換器UPE的控制電壓Uc

，用以控制電動機轉速n。調節原理在反饋控制的閉環直流調速系統中，與UPE的組成

圖中，UPE是由電力電子器件組成的變換器，其輸入接三組（或單相）交流電源，輸出為可控的直流電壓，控制電壓為Uc

。UcUd0u~ACDCUd0UcUPE的組成圖中，UPE是由電力電子器件UPE的組成（續）

目前，組成UPE的電力電子器件有如下幾種選擇方案：對于中、小容量系統，多采用由IGBT或P-MOSFET組成的PWM變換器；對于較大容量的系統，可采用其他電力電子開關器件，如GTO、IGCT等；對于特大容量的系統，則常用晶閘管觸發與整流裝置。UPE的組成（續）目前，組成UPE的電力轉速負反饋直流調速系統中各環節的穩態關系如下：

電壓比較環節

放大器電力電子變換器調速系統開環機械特性測速反饋環節

穩態關系轉速負反饋直流調速系統中各環節的穩態關系如下：電壓比較環節

從上述五個關系式中消去中間變量，整理后，即得轉速負反饋閉環直流調速系統的靜特性方程式（1-35）

靜特性方程從上述五個關系式中消去中間變量，整理后，即b）只考慮給定作用時的閉環系統c）只考慮擾動作用時的閉環系統U*nKpKs

1/CeUc?UnnUd0Un+-+KpKs

1/Ce-IdRnUd0+-Eb）只考慮給定作用時的閉環系統c）只考慮擾動作用時的閉環系統

由于已認為系統是線性的，可以把二者疊加起來，即得系統的靜特性方程式（1-35）由于已認為系統是線性的，可以把二者疊加起來，即1.4.4開環系統機械特性和閉環系統靜特性

的關系

比較一下開環系統的機械特性和閉環系統的靜特性，就能清楚地看出反饋閉環控制的優越性。如果斷開反饋回路，則上述系統的開環機械特性為

(1-36)

而閉環時的靜特性可寫成

(1-37)

1.4.4開環系統機械特性和閉環系統靜特性

比較式（1-36）和式（1-37）不難得出以下的論斷：（1）閉環系統靜性可以比開環系統機械特性硬得多。在同樣的負載擾動下，兩者的轉速降落分別為和它們的關系是

(1-38)

系統特性比較比較式（1-36）和式（1-37）不難得出以下的論斷：（1）

系統特性比較（續）（2）如果比較同一的開環和閉環系統，則閉環系統的靜差率要小得多。

閉環系統和開環系統的靜差率分別為

和當n0op=n0cl

時，（1-39）系統特性比較（續）（2）如果比較同一的開環和閉環系統，則（3）當要求的靜差率一定時，閉環系統可以大大提高調速范圍。如果電動機的最高轉速都是nmax；而對最低速靜差率的要求相同，那么：開環時， 閉環時， 再考慮式（1-38），得

(1-40)

系統特性比較（續）（3）當要求的靜差率一定時，閉環系統可以大大提高調速范圍。(

系統特性比較（續）（4）要取得上述三項優勢，閉環系統必須設置放大器。

上述三項優點若要有效，都取決于一點，即K要足夠大，因此必須設置放大器。系統特性比較（續）（4）要取得上述三項優勢，閉環系統必須

把以上四點概括起來，可得下述結論：結論2：閉環調速系統可以獲得比開環調速系統硬得多的穩態特性，從而在保證一定靜差率的要求下，能夠提高調速范圍，為此所需付出的代價是，須增設電壓放大器以及檢測與反饋裝置。

把以上四點概括起來，可得下述結論：例題1-3

在例題1-2中，龍門刨床要求

D=20，s<5%，已知Ks=30，=0.015V·min/r，

Ce=0.2V·min/r，如何采用閉環系統滿足此要求？

例題1-3解在上例中已經求得

Δnop=275r/min，但為了滿足調速要求，須有

Δncl=2.63r/min，由式（1-38）可得解在上例中已經求得代入已知參數，則得即只要放大器的放大系數等于或大于46，閉環系統就能滿足所需的穩態性能指標。代入已知參數，則得

系統調節過程開環系統

Id

n例如：在圖1-26中工作點從AA’

閉環系統Id

nUnUn

nUd0Uc例如：在圖1-26中工作點從AB系統調節過程開環系統Idnn0OIdId1Id3Id2Id4ABCA’D閉環靜特性開環機械特性圖1-26閉環系統靜特性和開環機械特性的關系Ud4Ud3Ud2Ud1n0OIdId1Id3Id2Id4ABCA’D閉環靜特性開環

由此看來，閉環系統能夠減少穩態速降的實質在于它的自動調節作用，在于它能隨著負載的變化而相應地改變電樞電壓，以補償電樞回路電阻壓降。由此看來，閉環系統能夠減少穩態速降的實質在于它1.4.5反饋控制規律

轉速反饋閉環調速系統是一種基本的反饋控制系統，它具有以下三個基本特征，也就是反饋控制的基本規律，各種不另加其他調節器的基本反饋控制系統都服從于這些規律。

1.4.5反饋控制規律轉速反饋閉1.被調量有靜差

從靜特性分析中可以看出，由于采用了比例放大器，閉環系統的開環放大系數K值越大，系統的穩態性能越好。然而，Kp=常數，穩態速差就只能減小，卻不可能消除。因為閉環系統的穩態速降為

只有K=，才能使ncl

=0，而這是不可能的。因此，這樣的調速系統叫做有靜差調速系統。實際上，這種系統正是依靠被調量的偏差進行控制的。1.被調量有靜差從靜特性分析中可以看出，由于采2.抵抗擾動,服從給定

反饋控制系統具有良好的抗擾性能，它能有效地抑制一切被負反饋環所包圍的前向通道上的擾動作用，但對給定作用的變化則唯命是從。擾動——除給定信號外，作用在控制系統各環節上的一切會引起輸出量變化的因素都叫做“擾動作用”。

2.抵抗擾動,服從給定反饋控制系統具有良

調速系統的擾動源負載變化的擾動（使Id變化）；交流電源電壓波動的擾動（使Ks變化）；電動機勵磁的變化的擾動（造成Ce變化

）；放大器輸出電壓漂移的擾動（使Kp變化）；溫升引起主電路電阻增大的擾動（使R變化）；檢測誤差的擾動（使變化）。

在圖1-27中，各種擾動作用都在穩態結構框圖上表示出來了，所有這些因素最終都要影響到轉速。調速系統的擾動源負載變化的擾動（使Id變化）；

擾動作用與影響圖1-27閉環調速系統的給定作用和擾動作用

勵磁變化Id變化電源波動Kp變化電阻變化檢測誤差KpKs

1/CeU*nUc?UnEnUd0Un++--

R

擾動作用與影響圖1-27閉環調速系統的給定作用和擾動作

抗擾能力反饋控制系統對被反饋環包圍的前向通道上的擾動都有抑制功能。例如：UsUd0