1、HFSS仿真結果的疑問我在做一個0.3g--2.7g超寬帶天線，用ansoft仿真結果也差不多了，可是同一模型當我把掃頻范圍設定為0.3g--1g，結果（方向圖和駐波）變化很大，我進一步細化又把頻率范圍設為0.3--0.6g時，結果再次變化，一次比一次變化大。我想問各位大蝦，同一模型是不是每次頻率設定范圍不一樣，結果就差距很大，那我仿真時該設定多大范圍比較好呀？歡迎熱心同志給予解釋幫助，，，多謝咯！！！答：仿真頻率范圍無謂，關鍵是在不同的頻段仿真的時候你的空氣盒子大下得相應的改變，為你仿真中心頻段的1/4波長.如果仿真頻段太寬，也可以分段仿真.2、請教：這個同軸是怎么加的圖片:請問這個同軸是怎么加的墊片印刷在介質板上使用50ohm同軸線饋電請問同軸的內軸外軸都是怎么加到天線上的我只將內探針加到了介質上結果有一個諧振點總是畸變肯定是我的同軸饋電出了問題麻煩大家幫我看看我想了好久了答：建模時只要畫出同軸與地板交界處端口就行了（內心不變），重新畫出地板（畫一個面）從這個地板上講端口和內心減去（克隆），將內心從端口中減去（克隆），再在端口處設置激勵就行了。其實只要把你的模型發上來，一看就明白了，上面的回答應該是用集中端口設同軸線的做法，附一個例子給你看看，模型比較大，把端口放大就可以看到細節部分了下載1fedbycoaxlumpedport.rar（6K）下載次數:313、提一個關于RadiationBoundary的問題如題，按照fullbook上的說法,只要將模型邊界條件設置成RadiationBoundary就相當于不受邊界的約束，波可以輻射到無限遠空間，換句話說求解的空間大小已經不會對求解結果產生影響.但是我在做微帶模型時對空氣層的大小設置不同值后發現結果不同.請高人指點迷津！答：關于這個，可以參考金建銘的電磁場的有限元方法一書，電磁場的有限元方法中對于計算區域的截斷的處理都不是非常的理想，輻射邊界也是近似，至于輻射邊界與計算目標的距離說法更是不一，論壇之前有帖子進行過大規模的討論，我記得結果似乎是沒有完全的定論，最常見到說法是0.25波長就”差不多“，呵呵具體每種情況到底差多少也不可一概而論。而且這個0.25的系數似乎不被金建銘很認可，書中的相關的有限元計算設置的都是0.3倍波長，吸收邊界對大角度入射的情況，吸收效果不佳。0.25波長是針對高增益天線對低增益，由于大角度大電場強度入射的影響比較顯著，需要擴大到0.5波長，從而減小入射角。這些在fullbook里面是有的，寶典一定要多讀幾遍啊。4、Hfss求解和空氣盒設置問題我仿的一個超寬帶天線,F為3.1-11,我設置的求解頻率為11,用fast掃頻，空氣盒高度將近1/2波長，不知道這樣的設置對不對，是不是空氣盒的高度高點更好，還有這求解頻率11有沒錯，希望高手指導下答：求解頻率設置為11沒有什么問題，不知道"空氣盒高度將近1/2波長"是按那個頻率計算的,一般應選取最低頻率3.1的四分之一波長空氣盒高度實際上是中心頻率的6G的1/4*lamd,如果按照最低頻率設置的話，像我今天仿的另外一個例子是1-11G,那空氣盒的高度非常大,求解的速度非常的慢，甚至沒法仿真,有沒有更好的方法來設置呢，能不能用中心頻率來設置呢？頻率太寬的話，可以分段仿真，這樣比較準確；天線距離空氣邊界要求是1/4波長，和相距1/2波長的仿真結果相差不大，我都用的是1/2波長；求解頻率不應該是11吧，應該是中心頻率.其次波長也以中心頻率為準的5、HFSS中的端口問題在hfss中何時設置waveport何時設置lumpport,他們有什么區別？在端口設置時，有時提示畫線有時沒有，這是怎么回事，和哪里的設置有關？那里新建的線是積分線嗎？何時是終端線？還有何時要畫積分線，要畫終端線？他們各代表什么意思？6、HFSS中的求解器問題在hfss中何時用drivenmodel/driventerminal/eignmode呢？分別有什么區別？7、激勵阻抗歸一化的作用在設置激勵時的默認阻抗是50歐，還有一項是postprocessing里有兩個選項donotrenormalize和renormalize這個有什么作用，代表什么意思？8、請問：交叉極化度是什么概念？請教各位：交叉極化度是什么概念？謝謝指點！討論：用于發射或接收給定極化波的天線不能發射或接收其正交極化波，交叉極化隔離度為一個波束在給定極化最大輻射方向上的功率與其接收的正交極化波在此方向上的功率之比。不是不能接收正交極化波嗎怎么會有功率那接收的功率是0了假如線極化純度很高，確實完全不能接收正交極化波，正交極化方向分量的功率為0。但事實上天線極化都不可能這么純，所以有些情況就需要討論交叉極化鑒別率了交叉極化鑒別率定義：在給定方向上（一般指主極化最大值方向）上，天線輻射的主極化分量與交叉極化分量的功率密度之比。如果主極化是垂直極化，則水平極化分量為交叉極化，如果主極化是右旋圓極化，則左旋圓極化為交叉極化。交叉極化鑒別率越大，極化純度越高。事實上沒有天線能作到完全接收不到正交極化波，因此引入了交叉極化隔離度的概念，以判斷該天線接收交叉極化波的能力大小，當然接收得越少越好。弱弱的問一下：交叉極化隔離度和交叉極化鑒別率是一個概念嗎說實話，我以前一直以為是同一個概念的，多虧樓上問了，“催”我去看了看，感覺不同的書定義有所不同。這是摘自沈民誼，蔡鎮遠編著《衛星通信天線》中的一段話：交叉極化隔離度XPI：本信號在本信道內產生的主極化分量E11與在另一信道中產生的交叉極化分量E12之比，由定義可知，由于天線系統本身的反射面所產生的交叉極化分量，會影響到工作在同一頻率的另一通道的正常通信，這時的交叉極化可定義為交叉極化隔離度(XPI)，它是天線自身產生的。交叉極化鑒別率XPD：本信道的主極化分量E11與另一信道在本信道內產生的交叉極化分量E21之比，由定義可知，由于天線系統中其他通道所產生的交叉極化分量，會影響到工作在同一頻率的本通道的正常通信，這時的交叉極化可定義為交叉極化鑒別率(XPD)，兩種定義都是衡量交又極化分量的大小，但兩者的出發點不同，XPI在單極化和雙極化系統中都存在，而XPD只存在于雙極化系統中。我上面說過的交叉極化鑒別率的定義感覺跟這里的交叉極化隔離度同概念，有時間再研究研究了呵呵，也多謝你提出這個問題，對大家都很有幫助。任何天線都很難做到完全抑制正交極化波，或多或少會接受一些正交極化波。極化隔離度越好，交叉極化越小。形象點說：設計一個圓極化微帶天線，看仿真后的方向圖，會有一個RLCP，一個LHCP。如果希望收發RHCP，則從方向圖上看，LHCP越小，交叉極化越小我也有侗冏題,那跟”翰比”有什麼差另U???軸比是衡量圓極化程度的.把電場矢量的終點軛跡看作一橢圓，其長軸與短軸的比.衡量圓極化的好壞.交叉極化度是衡量天線對兩種極化方式的能力的.還想請教一下：在建立分析設置時，求解頻率是不就是中心頻率?求解頻率應該高于你的掃頻的中心頻率是剖分網格的依據在result中solutiondata里看的Z：waveport1:1和PortZ0分別是指天線輸入阻抗和饋線的特性阻抗。解答：Zo指的是端口的特性阻抗，Z11應該是從端口向負載端看去的端口阻抗，簡單的說對Zo可以說是傳輸線的特性住抗，z11是輸入住抗。Z0可以取50,75.100什么都可以，主要看你的傳輸線的情況，z11嘛是你要匹配到z0的天線的住抗。沒有那么理想的情況即便是你實測的匹配比較好的天線的輸入阻抗也是有一點虛部的有沒有人知道怎么在hfss中加隔離電阻啊加個面畫條積分線那那個阻值怎么體現薄膜電阻呀？選則集總參數的端口我還是不怎么懂啊，你有做過的實例嗎，給以發給我看看嗎boundaries--LumpRLC嘿嘿，我知道了，謝謝不用請各位高手指點一下，在HFSS10.0中怎樣通過仿真結果判斷微帶天線的線性化、圓極化（左旋、右旋）還是橢圓極化？怎樣得出S21參數的圖形？謝謝！畫增益曲線圖，那個增益越大，就是那種極化。例如，左旋圓極化增益大于右旋圓極化增益，就是左旋圓極化天線。我天線結構是采用共面波導饋電，所以，我就選用了LumpedPort，然后使用DrivenTerminal模式，但是出現兩個問題，一是DrivenTerminal比DrivenModal仿出來的增益高很多，二是我在HFSS11版本中使用DrivenTerminal模式加LumpedPort的時候，HFSS程序報錯關閉。請問這些是什么問題啊？請問怎么在HFSS中看天線的極化特性0一直沒有找到看天線極化特性的地方，請高手指導一下可由GainPHIGainTHETAGainGHCPGainLHCP來看出桎化是水平垂直左旋右旋!!polarizationratio和axialratio到底是什么概念0有什么區別，分辨一個天線是圓極化還是線極化應該看哪一個參數polarizationratio衡量交叉極化的axialratio衡量圓極化的如果能用waveport就用waveport，lumped是個模擬的端口，在很多情況下結果不是很能保證精確性gain與realizedgain0請問看天線增益時gain與realizedgain有什么區別啊？謝！Gain=4piU/PaccUistheradiationintensityinwattspersteradianinthedirectionspecified.Paccistheacceptedpowerinwattsenteringtheantenna.RealizedGain=4piU/PincidentUistheradiationintensityinwattspersteradianinthedirectionspecified.Pincidentistheincidentpowerinwatts.這幾個值的大小可以在antennaparameters中查看.對于你說的線饋微帶貼片天線而言RealizedGain就是考慮上饋線損耗后的增益，Gain則不考慮。gain可能是指不考慮饋電電路網絡損耗時的天線的增益，而realizedgain是指包括饋電電路網絡損耗在內的天線的增益。關于Er的討論這個不奇怪！天線劇烈小型化的產物er=90甚至er=100+的，都有人在做，而且已經產品化！各位，起初我也在考慮這個問題，一般做天線的最多用到er=20的材料，當er繼續增大時，天線的效率會降低，為了保證天線的效率，抑制surfacewaves必須保證，介質厚度h/lambda小于0.3/2*pi*（er）0.5，才可以忽略表面波的影響。但是這個er，100+的天線已經產品化導航。問題是，高er材料必然導致高Q，和很窄的BW，很高的LOSS，很低的效率。希望與大家探討，高er天線應用問題有介雷彳系敷90的材料，但是目前很少人用來生走.有言己得臺灣的鎮士^文有人舄遏介雷系敷90材料,臺灣大?H?B可以查得到.大都有全文下戴另外，一般用的介雷系敷都是30-60.及10左右的.如果用介雷系敷那麼高，可能不是那麼好幅射且size也太敏感.除非沒有其它材料，建^別用介雷系敷90,光找材料就有得你找了.別^做出成品.太高的介電常數帶來的主要的問題是Q的急劇升高，帶寬的急劇縮小。兩方面分析，一假設一點損耗沒有，那Q應該非常大，帶寬必然非常小。二假設損耗非常大，那Q非常小，帶寬非常大，但是并沒有達到信號傳遞的目的。所以我認為應該是取中間某個折衷，這主要根據你的系統設置來考慮了。應用這種材料會帶來的問題我不太清楚，但是就材料來說，這樣的材料肯定是存在的啊；開始的幾位怎么說世界末日呢90的話，能量都被吃掉了。不是天線了。是熱得快了。一般小于10的。升值還有1的（空氣介質）檀上^的理，做天^不雁言亥用那麼高er的，不太合遒.介電常數90的微波介質陶瓷早已產業化并且廣泛應用了呀。真正少見的是介電常數40-60之間的介質陶瓷材料。我現在在用的就是ER90的陶瓷材料[color=#ffffff]微波仿真論壇-[/color]在做patchantenna強烈鄙視下1到7樓，高介電常數高Q陶瓷介質早已大量用于微波電路中，比如介質諧振振蕩器，一個很大的優點是尺寸小，有利路的小型化。我不想鄙視各位，不過希望各位不要對樓主冷嘲熱諷。另外回復下12、13、17樓，高Q意味著輻射效率低不假，不過這是介質主模的結論，比如TE01、TM01等。而介質中存在混合模HEM模，其Q值較低，可用作天線。HEM模介質天線這方面早有多篇論文發表，不過是否投入實際應用我并不清楚。er=9o,很正常啊，目前80到110間介電常數的GPS天線已有商業化批量的產品在賣啦，大家汽車里用的GPS就是用er=9o的微波陶瓷材料做的，才有那馬的小巧！技術天天都在革新回樓上，汽車里常用的GPS天線用的陶瓷材料沒有90那么高的介電常數。印象中不超過40的。GPS常用的L1頻率天線也完全沒有必要使用那么高的介電常數，用到30?40天線的尺寸就夠小了。天啊，是不是都快變成金屬了？這樣的材料如果真的存在，那就是用減縮天線尺寸的，或者減縮RCS的，人家不怕耗電多最近一直在用HFSS做螺旋天線的仿真對于creatreport中的S11的圖看不明白，不明白如何去判斷一個天線設計的好壞現在只是對仿真的過程有了大概的了解我想請教的是S11這個圖有什么意義？另外就是同軸線的的畫法，大家是如何畫的？我只是畫一個同軸線截面，然后在加激勵時用集總端口的仿真，所以仿真總是不準確，3D的同軸線如何該畫呢？還有就是在那兒實現阻抗匹配呢？我的仿真就是仿真天線沒有考慮到阻抗匹配的問題笨方法卻比較實用：一個圓柱，就是中心導體；再套一個大一點的圓柱，挖掉中心導體部分，就是絕緣體；再套一個更大點的圓柱，挖掉絕緣體和中心導體部分，就是外導體;對中心導體、絕緣體、外導體三部分分別設置相應的材料即可；今天剛學了畫一個大圓柱，同時外表面設置perfE然后掏空小圓柱，然后設置介質，然后再在里面加個小圓柱，設置為銅但是要注意阻抗的問題，一定要把所畫同軸線的阻抗設置成50歐姆；主要靠控制內外導體的尺寸和絕緣體的介電常數來確定（必要的時候可以自定義材料）S11一般指的是天線的輸入端的反射特性，也就是所謂的天線的阻抗是否匹配；同軸線的的畫法，2樓已經介紹了，就不多說，至于加激勵時用集總端口的仿真，那是不對的，應該用波端口激勵；阻抗匹配直接在設置激勵端口時，軟件有提示，阻抗默認一般都是50，不需要更改的至于參數意義問題，S21是傳輸系數，就是從1端口到2端口的傳輸能力的表征；S11為反射系數，1端口進1端口出，很顯然是看反射回來波的情況；一般來說當然是S11越小，S12越大比較理想（當然希望能量能多傳輸一些過去），具體的可以參看微波技術HFSS中怎么看3dB帶寬可以先畫出遠場增益圖,在圖上顯示在最大增益處分別加減3DB,利用MARK分別讀的加3DB和減3DB的角度，其差值即為3DB帶寬.2.建立遠區場覆蓋用1)理立2D遠區^粗坐粽圖，a.選擇榮單中解HFSS>結果《gahOn速立報告fCns恍h曲立報告宙］;1：推吉類虱藏場(FarlWa)10顯示方式：砌閽(KadiatKiiPiitera)點擊OK臨c.軌知口異解淡方案1S?hapl：最新的gstAdaptivie)凡何形狀(Geemety^町氣e)在掃巍(Swmjb)標賽主歸描：在名稱欄選擇Phi，拌在下投菜隼中通擇net』在M超標簽中種類(Cafegcay>t增益tCaJn)賢直(Quantity%QiinHCP,CiinRHCP函敷(FtHKtinii^dBE)點擊完成(Dom)期S先畫出遠區場方向增益圖，在圖上最大增益處分別加減3dB，減3dB的角度，其差值即是。2、在OutputVariable中定義一個變量GainBW=if(max_swp(dB(GainTotal))-dB(GainTotal)>3,0,dB(GainTotal))畫GainBW曲線，可以很直觀地表示出3dB帶寬。HFSS中如何看天線輸入阻抗的Smith原圖?激勵端口就是天線的饋電點嗎？請教大家，激勵端口是一種允許能量進入或導出幾何結構的邊界條件。HFSS中設置的激勵端口是否就是接收天線的饋電點？WavePorts和LumpedPorts又有什么區別？是顧名思義，我認為波端口是用來加電磁波的，集總端口是用來加電壓或者電流的樓上正解！補充樓上的一點，一般來說waveport的仿真結果要更加可信一些，但是在某些情況，比如端面設置不能滿足我們需要（微帶口的端面就要有5倍以上的寬度吧，兩三個并排就會overlap了嘛），這個時候萬不得已也可以拿lambport，因為它的設置沒有端面的嚴格要求。lumpedport與lumprlc仿真負載電阻是用lumprlc吧，那能不能用lumpedport呢？跟lumprlc一樣設置。兩者區別是什么？謝！如果負載是50Ohm，則用RLC和集總端口是一樣的。用lumpport的時候，這個端口實際上是個負載，因此要看激勵端口的S11，S11的意義是2端口匹配時1端口的反射系數。如果負載不是50Ohm，那么lumpport的特性阻抗要該成負載的阻抗。我的理解是：如果把lumpedport作為2端口負載，那么計算S11時，因為S11是2端口接匹配負載時1端口的反射系數，所以這時不管你原來把2端口的lumpedport阻值設為多少，軟件都會把它變為與2端口匹配的阻值，使得這個端口沒有反射從而算出S11。而如果把lumprlc作為負載接在2端口，則這時它是一個固定阻值的電阻，當它與2端口不匹配時，計算S11時在2端口就會產生反射。所以在一般情況下兩種情況的結果是不一樣的，而我實際仿真出來就是不一樣的，但因為我實際天線還沒加工出來，所以我還不能確定哪個跟實際更接近，但我想應該是用lumprlc更接近實際。不知道我的這個理解正確與否，忘高手指正。謝！上面說的不太對，lumpedport的阻值是特性阻抗，匹配應該是天線部分與特性阻抗匹配，所以如果從二端口看天線的阻抗和lumpport的特性阻抗不相等時，一樣是有反射的。請教hfss的端口阻抗問題1設計了一個天線，仿真的時候，怎么求天線的輸入阻抗呢，results里的Zsparameter得到的是不是天線的輸入阻抗？比如我要把天線的輸入阻抗匹配到50歐姆，是不是先看Zsparameter的阻抗大小，然后把這個阻抗匹配到50歐姆就行了呢？2lump或者waveport里面的阻抗是不是饋線的特性阻抗，在仿真一個天線的時候，將這個值從50歐改到150歐，發現反射系數沒有明顯的變化，不知道是什么原因。輸入阻抗可以通過反射系數求出來，Zsparameter不是輸入阻抗，而是網絡的Z參數。result里面有個portZ，這個是端口的特性阻抗。lump或者waveport設置的阻抗是該端口的端接阻抗，得到的S參數就是在端接該阻抗時候的"S參數”（打引號的原因是，真正的S參數應該是在端接匹配負載時候測試得到的，而這里是在端接特定阻抗時候得到的）對于天線的單端口網絡，可以認為Zsparameter就是其輸入阻抗，只有一個z（1,1）改了端口阻抗S11變化不大，你看一下是不是端口設置的時候postprocessing選項沒有選donotrenomalize，可能是這個原因HFSS里的smith圓圖可以看歸一化輸入阻抗，特性阻抗可以通過portZ0獲取。HFSS仿天線的增益問題仿真之后的報告里面，天線增益的單位是dB，能不能換成dBi?dBi，dB是相對值，我在仿真的時候拿什么來做參照呢？意思是我如何知道自己仿真的天線增益是好是壞呢？可能這個問題有點小白了，達人賜教HFSS里面增益的dB指的就是dBi，這個可以肯定，而且我記得在幫助文件里面是可以看到的。平時習慣簡化了，所以往往省略掉了后面的i。檀主你自己就可以做碓言忍了，先重一侗理想的dipole,Matching不要太差,跑一下不用一分金童，看Gain是幾dB.拿出以前上遏antenna的資料，看dipole的Gain是幾dBi.比瑩寸一下就知道現在HFSS是dBi,遢是dB,遢是dBd.1概念辨析：dBm,dBi,dBd,dB,dBc,dBuV概念辨析：dBm,dBi,dBd,dB,dBc,dBuV1、dBmdBm是一個考征功率絕對值的值，計算公式為：10lgP(功率值/1mw)。［例1］如果發射功率P為1mw，折算為dBm后為0dBm。［例2］對于40W的功率，按dBm單位進行折算后的值應為：10lg(40W/1mw)=10lg(40000)=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。2、dBi和dBddBi和dBd是考征增益的值(功率增益)，兩者都是一個相對值，但參考基準不一樣。dBi的參考基準為全方向性天線，dBd的參考基準為偶極子，所以兩者略有不同。一般認為，表示同一個增益，用dBi表示出來比用dBd表示出來要大2.15。［例3］對于一面增益為16dBd的天線，其增益折算成單位為dBi時，則為18.15dBi(一般忽略小數位，為18dBi)。［例4］0dBd=2.15dBi。［例5］GSM900天線增益可以為13dBd(15dBi)，GSM1800天線增益可以為15dBd(17dBi)。3、dBdB是一個表征相對值的值，當考慮甲的功率相比于乙功率大或小多少個dB時，按下面計算公式：10lg(甲功率/乙功率）［例6］甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是說，甲的功率比乙的功率大3dB。［例7］7/8英寸GSM900饋線的100米傳輸損耗約為3.9dB。［例8］如果甲的功率為46dBm，乙的功率為40dBm，則可以說，甲比乙大6dB。［例9］如果甲天線為12dBd，乙天線為14dBd，可以說甲比乙小2dB。4、dBc有時也會看到dBc，它也是一個表示功率相對值的單位，與dB的計算方法完全一樣。一般來說，dBc是相對于載波（Carrier）功率而言，在許多情況下，用來度量與載波功率的相對值，如用來度量干擾（同頻干擾、互調干擾、交調干擾、帶外干擾等）以及耦合、雜散等的相對量值。在采用dBc的地方，原則上也可以使用dB替代。5、dBuV根據功率與電平之間的基本公式V"2=P*R，可知dBuV=90+dBm+10*log（R）,R為電阻值。載PHS系統中正確應該是dBm=dBuv-107,因為其天饋阻抗為50歐。6、dBuVemf和dBuVemf:electromotiveforce（電動勢）對于一個信號源來講,dBuVemf是指開路時的端口電壓,dBuV是接匹配負載時的端口電壓pva凱瑟琳的軟件算天線方向圖的軟件。我對HFSS內存不足的總結情況1,物理內存小，同時虛擬內存也開得很小，導致內存不足。解決辦法：把虛擬內存加大或者增加物理內存情況2,物理內存大，比如4G，或者虛擬內存開得大，比如說也開到4G，這時候已經到達32位xp可以管理的內存上限了，但是在hfss仍然可能出現outofmemory，用任務管理器看，發現內存使用量才不到3G,并未到達內存上限。這個問題實際是由于32位XP對應用程序進程的限制，及默認情況下應用程序的每個進程占用內存不能大于2G,，所以到hfss中的hf3d進程(或者是slove進程，具體哪個進程忘了，反正就是hfss中最占內存的那個進程)占用內存達到2G時，就出現outofmemory。解決辦法：通過在修改C盤根目錄下boot.ini文件，在multi(0)disk(0)rdisk(0)partition(1)\WINDOWS="MicrosoftWindowsXPProfessional"這句話后面加上參數“/3GB”，然后重啟電腦，就可以使得單個進程的內存占用上限到達3G。情況3,HFSS進程要占用超過3G以上內存解決辦法：裝54位xp。。。。。。。。HFSS在64位xp下的破解方法貌似論壇里有帖子討論過。考慮到64位xp對很多32位軟件兼容性不好，建議大家裝雙系統，1個32xp，1個64xp，平時用32xp，算HFSS的時候用64xp對HFSS停止運算的一些看法：HFSS有時候會停止運算，有些人說是破解的問題，有些人認為是開雙核的問題，但我的感覺應該是用了太多虛擬內存的緣故，建議大家有條件都用物理內存，由于數據在硬盤中搬運很慢，所以導致cpu在搬運期間無事可做，才導致看起來似乎停止計算了，我以前用1G內存+3G虛擬內存，開雙核選項，老出現這個問題。加到4G內存后，仍然開雙核選項，就幾乎沒出現過了定義上講，增益是假設匹配良好的前提的，也就是認為回波損耗很小。考慮上回波損耗之后，就跟實際測量的情況一樣了，回波損耗大，測到的增益肯定偏低。天線的增益和天線形式有關的，內置天線和環境有關如天線地的大小與地遠近有關還和支架的介電常數有關。回波損耗和匹配程度有關，匹配越好回波損耗越大，即反射越小。天線的集合繞射和反射等都會給天線的增益有一定的損失的S11的對數形式就是回波損耗，國內期刊上很多也叫“反射損耗”，即20大logI反射系數IS11定義的是其他端口接匹配負載時1端口的反射波與入射波之比。如果是天線，如果只有單口饋電，那么S11就是反射損耗(回波損耗)了。一般來說就是這樣。S11和反射揖耗是不一樣的，S11是從端口角度定義的，它描述的是PORT1逼侗端口的各種電氣特性，如ReturnLoss,InsertionLoss,SimthChart網絡參數與一般參數的定義不一樣。回波損耗(RETURNLOSS)，定義為反射功率/入射功率反射系數ro定義為反射電壓/入射電壓VSWR(電壓駐波比)定義為波腹電壓/波節電壓一以￥云三者關系：

VSWR=(1+[ro])/(1-[ro])S11=20lg[ro].以上各參數的定義與測量都有一個前提，就是其它各端口都要匹配。駐波比(VSWR)是指微波傳輸過程中，最大電壓與最小電壓之比，是一個比值。回波損耗(ReturnLoss)是指反射功率，單位是dB，RL和駐波比可以換算，RL=-20lg[(VSWR-1)/(VSWR+1)]以二端口網絡為例，如單根傳輸線，共有四個S參數：S11，S12，S21，S22,對于互易網絡有S12=S21，對于對稱網絡有S11=S22，對于無耗網絡，有S11*S11+S21*S21=1，即網絡不消耗任何能量，從端口1輸入的能量不是被反射回端口1就是傳輸到端口2上了。在高速電路設計中用到以二端口網絡為例，如單根傳輸線，共有四個S參數：S11，S12,S21，S22，對于互易網絡有S12=S21，對于對稱網絡有S11=S22，對于無耗網絡，有S11*S11+S21*S21=1，即網絡不消耗任何能量，從端口1輸入的能量不是被反射回端口1就是傳輸到端口2上了。在高速電路設計中用到的微帶線或帶狀線，都有參考平面，為不對稱結構(但平行雙導線就是對稱結構)，所以S11不等于S22，但滿足互易條件，總是有S12=S21。假設Port1為信號輸入端口，Port2為信號輸出端口，則我們關心的S參數有兩個：S11和S21，S11表示回波損耗，也就是有多少能量被反射回源端(Port1)了，這個值越小越好，一般建議S11<0.1，即一20dB，S21表示插入損耗，也就是有多少能量被傳輸到目的端(Port2)了，這個值越大越好，理想值是1，即0dB，越大傳輸的效率越高，一般建議S21>0.7，即一3dB，如果網絡是無耗的，那么只要Port1上的反射很小，就可以滿足S21>0.7的要求，但通常的傳輸線是有耗的，尤其在GHz以上，損耗很顯著，即使在Port1上沒有反射，經過長距離的傳輸線后，S21的值就會變得很小，表示能量在傳輸過程中還沒到達目的地，就已經消耗在路上了。對于由2根或以上的傳輸線組成的網絡，還會有傳輸線間的互參數，可以理解為近端串擾系數、遠端串擾系統，注意在奇模激勵和偶模激勵下的S參數值不同。需要說明的是，S參數表示的是全頻段的信息，由于傳輸線的帶寬限制，一般在高頻的衰減比較大，S參數的指標只要在由信號的邊緣速率表示的EMI發射帶寬范圍內滿足要求就可以了。回波損耗，反射系數，電壓駐波比,S11這幾個參數在射頻微波應用中經常會碰到，他們各自的含義如下：回波損耗(ReturnLoss):入射功率/反射功率,為dB數值反射系數(r)反射電壓/入射電壓，為標量電壓駐波比(VoltageStandingWaveRation):波腹電壓/波節電壓

S參數:S12為反向傳輸系數，也就是隔離。S21為正向傳輸系數，也就是增益。S11為輸入反射系數，也就是輸入回波損耗，S22為輸出反射系數，也就是輸出回波損耗。四者的關系：TOC\o"1-5"\h\zvswR=（i+r）/（i-r）（1）S11=20lg（r）（2）RL=-S11（3）以上各參數的定義與測量都有一個前提，就是其它各端口都要匹配。這些參數的共同點：他們都是描述阻抗匹配好壞程度的參數。其中，S11實際上就是反射系數r，只不過它特指一個網絡1號端口的反射系數。反射系數描述的是入射電壓和反射電壓之間的比值，而回波損耗是從功率的角度來看待問題。而電壓駐波的原始定義與傳輸線有關，將兩個網絡連接在一起，雖然我們能計算出連接之后的電壓駐波比的值，但實際上如果這里沒有傳輸線，根本不會存在駐波。我們實際上可以認為電壓駐波比實際上是反射系數的另一種表達方式，至于用哪一個參數來進行描述，取決于怎樣方便，以及習慣如何。回波損耗與VSWR之間的轉換關系，讀者可以采用上面的式子1和2來手動計算.這里只針對modaldriven和terminaldriven做分析，至于eigenmode是解析諧振頻率的，如濾波器，這個大家想必都了解。但是模式驅動，終端驅動這兩個分析類型該如何區分呢。很簡單，hfssfullbook里面講了這樣一段話“TheModalS-matrixsolutioncomputedbyAnsoftHFSSisexpressedintermsoftheincidentandreflectedpowersofthewaveguidemodes.Thisdescriptiondoesnotlenditselftoproblemswhereseveraldifferentquasi-transverseelectromagneticmodescanpropagatesimultaneously.Forstructureslikecoupledtransmissionlinesorconnectors,whichsupporttmultiplequasi-TEMmodesofpropagation,ifisoftendesirabletocomputetheTerminalS-Parameters.”其簡約意思是講：模式驅動對應的它的模式S參數矩陣是入射功率和反射功率的描述，但是這種模式S參數不能用于解決多準TEM模式，在這里大家一定要注意several和quasi這兩個單詞，several不是1個，而是指多個，而quasi是準TEM，而不是TEM。因而后面就說了forstructurelike耦合傳輸線或連接器是需要terminal

drien來分析的，故得出結論：如果是耦合的微帶線即差分微帶線是必須要用終端驅動的，而單根的微帶是則是兩者皆可，但并不是他們沒區別，區別就是他們原理不同而已，但是我想算出來的結果差異并不大（前提是端口一定要大小合適），不過微帶和帶狀線（即pcb的仿真），建議最好用終端驅動。接下來就是連接器了，連接器的范疇太大了，有的是完全封閉的，有的是半封閉的，又有的是封閉一小部分的，又因HFSSfullbook里僅說了一個詞"Connector"，如果深究其原理那得去問Ansoft了，因此我認為如果是連接器大家都用終端驅動就好了，可能有人會問我，全封閉的是TEM，不是quasi的啊，你怎么也用終端呢？其實我也不明白為什么Ansoft沒有把這個"connector"說的明白些，哎~。不過本人已做過這兩種驅動模式仿真全封閉connector，