第10章幾幾種種應用用設計計舉例例§10.1小小靈通通基站站電源源設計計§10.2直直流電電機調調速§10.3基基于DSP的直直流電電機弱弱磁調調速示示例§10.4高高頻頻弧弧焊焊電電源源設設計計返回回§10.1小小靈靈通通基基站站電電源源設設計計小靈靈通通(PHS)的的基基站站基基本本上上由由市市電電供供電電，，需需要要電電力力部部門門、、基基站站所所在在單單位位或或市市民民配配合合，，電電力力檢檢修修或或電電網網故故障障會會造造成成服服務務中中斷斷，，給給小小靈靈通通的的正正常常運運行行造造成成極極大大的的困困難難，，阻阻礙礙了了小小靈靈通通的的發發展展，，嚴嚴重重地地損損害害了了小小靈靈通通運運營營商商的的信信譽譽和和小小靈靈通通用用戶戶的的利利益益。。通通信信電電源源典典型型的的配配電電方方式式有有市市電電和和UPS、、市市電電和和發發電電機機，，由由于于小小靈靈通通基基站站多多，，不不可可能能為為每每一一個個基基站站配配備備UPS或或發發電電機機，，為為了了保保證證基基站站供供電電安安全全，，若若對對基基站站供供電電采采用用采采用用遠遠程程直直流流供供電電，，即即市市電電工工作作正正常常時時，，利利用用市市電電供供電電，，市市電電停停電電后后，，利利用用小小靈靈通通基基站站的的空空余余線線對對進進行行直直流流遠遠供供，，這這種種方方式式成成本本較較低低可可靠靠性性高高，，室室外外維維護護量量小小，，可可以以保保證證小小靈靈通通的的通通訊訊需需要要。。1技術指指標輸入電壓:41-57Vdc；；輸入電流:<5A；轉換效率≥≥85%；；輸出電壓:220Vdc±20%；輸出電流：500mA；；電壓調整率：：整定值±0.2%；輸出紋波電壓壓峰-峰值小小于200mV；過載保護:輸輸出功率>120%額額定功率時切切斷輸出,自自恢復；開路保護:輸輸出電流≤≤50mA時時自動關斷,自恢復；2基于UC3846的的電源設計DC/DC變變換器主電路路拓撲有正、、反激式、推推挽式、半橋橋式和全橋式式等。控制芯芯片的種類也也非常多，主主要分為電流流控制型與電電壓控制型兩兩大類。圖10-1示示出了采用電電流型PWM控制器的全全橋DC-DC變換器的的原理電路。。控制電路包包含兩個反饋饋環節：峰值值電流的內環環反饋和輸出出電壓的外環環反饋，外環環誤差放大器器OP的輸出作為內內環的給定，，由于峰值電電流型變換器器在占空比大大于0.5時時會出現不穩穩定現象，需需要斜坡補償償，在峰值電電流取樣信號號（電感電流流取樣信號））上按一定的的補償系數疊疊加振蕩器產產生的震蕩信信號。內環和和外環共同作作用根據輸入入電壓和負載載的變化情況況調整占空比比D，保證輸出電電壓Vo的穩定。選用全橋式DC/DC變變換器作為主主電路，電流流型PWM控控制芯片UC3846作作為該系統的的控制單元。。圖10-1峰峰值電流型型PWM控制制的全橋DC-DC變換換器的原理電電路1）控制電路路設計UC1846的內部結構構方框圖如圖圖10-2所所示，它專門門設計了一個個電流測定放放大器，增益益為3。誤差差放大器E/A（管腳5、6、7））輸出（7腳腳）經二極管管和0.5V偏壓后送至至比較器反向向端，比較器器同相端為三三倍后的電流流測量信號。。注意振蕩器器的鋸齒波信信號沒有輸入入比較器，因因此比較器后后增設一個鎖鎖存器。關斷斷信號與350mV電壓壓比較后，也也送到鎖存器器，鎖存器器由鋸齒波作作為復位時鐘鐘脈沖。另外外，振蕩器具具有可變死區區時間控制和和外同步能力力。電流限制制1端電平可可由外電路限限定，由它影影響誤差放大大器的電壓輸輸出值。基準準電壓精度達達1%，振蕩蕩器頻率可達達1MHz，，因此脈寬調調制器A、B輸出端的工工作頻率可達達500KHz。圖10-2UC1846的的內部結構方方框圖電流測定放大大器輸出由內內電路限定在在3.5V，，因此，電流流取樣的入最最大電壓值為為1.2，根根據1.2V數值可以選選定電流測定定環節參數。。當使用電阻阻測定電流時時，阻值：IPK即為電感電電流的峰值值。也可以以用電流傳傳感器測量量電流，得得到電壓加加在3、4端。如如果電感電電流有瞬態態尖峰，則則應加入小小電容———電阻進行行濾波。UC1846的電電流限制方方式是它的的突出優點點之一，它它限制尖峰峰電流的能能力特別強強，可以實實現電流逐逐個脈沖比比較，即對對每個脈沖沖電流檢測測限定。圖10-3示出電流流測定、限限制調整的的工作原理理。基準電電壓經經電阻阻R1，R2到地，，故當E/A誤誤差放大器器輸出電壓壓為VP1+0.5時時（0.5V為Tr導通所需需電壓），，晶體管將將導通。因因此，電流流限制1端端的電壓給給定值即給給定了E/A的限幅幅值。此限限幅值的1/3，即即應為電流流測定電阻阻Rs的電電壓值。因此，使比較較器翻轉的閥閥值電壓為；；Rs的兩兩端電壓超過過VRS值時，UC1846PWM比較器器將輸出鎖閉閉，相應此時時的電感峰值值電流為：圖10-3電電流流測定定、限限定調調整的的工作作原理理振蕩器器的頻頻率：：RT的值從1k--500k。CT的值不能小小于100P。增大大CT的值，增大大鋸齒波下下降時間，，即死區增增大。一般般可選=1000P，如果多多片UC1846工作需需要同步時時，則只要要在一個UC1846上裝裝上RT、CT元件，并把把他的同步步端連接到到所有的UC1846的同步步端上即可可。使用時時在R2兩兩端并聯聯電容CS可起軟啟動動控制的作作用。2）主電路路設計全橋電路對對角的兩個個功率晶體體管作為一一組，每組組同時接通通或斷開，，兩組開關關輪流工作作，中間有有死區，在在死區時間間內，四個個開關將均均處與斷開開狀態。四四個開關導導通占空比比值均相等等。根據設計指指標，最最大輸入功功率：最小輸入電電壓：41V，則最最大輸入脈脈沖電流：：3）變壓器器變比變壓器的原原邊電壓：：為POWERMOSFET開通時時的最大飽飽和壓降；；VRL為導線壓降降。代入數數值，從左到右依依次為：輸輸出電壓壓、整流二二極管壓降降、電感電電壓、線損損電壓降。。因為輸出出電壓為，，代入數數值變壓器初級級和次級的的匝數比：：4）輸出出濾波管的的設計主電路的工工作頻率為為100KHZ，，輸出整流流快采用快快恢復二極極管，變壓壓器次級電電流最大值值為5）驅動電電路設計在功率變換換裝置中，，根據主電電路的結構構，其功率率開關器件件一般采用用直接驅動動和隔離驅驅動兩種方方式。采用用隔離驅動動方式時需需要將驅動動電路、控控制電路、、主電路互互相隔離，，隔離驅動動可分為電電磁隔離和和光電隔離離兩種方式式。電磁隔離用用脈沖變壓壓器作為隔隔離元件，，具有響應應速度快（（脈沖的前前沿和后沿沿），原、、副邊的絕絕緣強度高高，dv/dt共模模干擾抑制制能力強。。但信號的的最大傳輸輸寬度受磁磁飽和特性性的限制，，因而信號號的頂部不不易傳輸。。而且最大大占空比被被限制在50％，信信號的最小小寬度又受受磁化電流流所限。光電隔離驅驅動方式，，每路驅動動都要一組組輔助電源源，增加了了電路的復復雜性，隨隨著驅動技技術的不斷斷成熟，已已有多種集集成厚膜驅驅動器推出出。如EXB840/841、EXB850/851、、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065、、HCPL316等等等，它們們均采用的的是光電隔隔離。IR2110是美國國國際整流流器公司（（InternationalRectifierCompany））于1990年前后后開發并投投放市場至至今獨家生生產的大功功率MOSFET專專用驅動集集成電路。。IR2110自舉技技術同時輸輸出兩路驅驅動信號,驅動逆變變橋中高壓壓側與低壓壓側MOSFET，，它的內部部為自舉工工作設計了了懸浮電源源，懸浮電電源保證了了IR2110直接接可用于母母線電壓為為-4———+500V的系統統中來驅動動功率MOSFET。同時器器件本身允允許驅動信信號的電壓壓上升率達達±50V/μs，，芯片自身身有整形功功能，實現現了不論其其輸入信號號前后沿陡陡度如何，，都可保證證加到被驅驅動MOSFET柵柵極上的驅驅動信號前前后沿很陡陡，因而可可極大地減減少被驅動動功率器件件的開關時時間，降低低開關損耗耗。IR2110的功耗耗很小，故故可極大地地減小應用用它來驅動動功率MOS器件時時柵極驅動動電路的電電源容量。。從而可減減小柵極驅驅動電路的的體積和尺尺寸，當其其工作電源源電壓為15V時，，其功耗僅僅為1.6mW。IR2110的合理理設計，使使其輸入級級電源與輸輸出級電源源可應用不不同的電壓壓值，因而而保證了其其輸入與CMOS或或TTL電電平兼容，，而輸出具具有較寬的的驅動電壓壓范圍，它它允許的工工作電壓范范圍為5-20V。。同時，允允許邏輯地地與工作地地之間有-5--+5V的電電位差。在IR2110內部部不但集集成有獨獨立的邏邏輯電源源實現與與用戶脈脈沖匹配配，而且且還集成成有滯后后和下拉拉特性的的施密特特觸發器器作為輸輸入級，，保證當當驅動電電路電壓壓不足時時封鎖驅驅動信號號，防止止被驅動動功率MOS器器件退出出飽和區區、進入入放大區區而損壞壞。可對對輸入的的兩個通通道信號號之間產產生合適適的延時時，保證證加到被被驅動的的同橋臂臂上的兩兩個功率率MOS器件件的驅動動信號之之間有一一互鎖時時間間隔隔，防止止了被驅驅動的逆逆變橋中中兩個功功率MOS器器件同時時導通，，防止了了直通短短路的危危險。IR2110的的最高工工作頻率較高高，內部對信信號的延時很很小。對兩個個通道來說，，其典型開通通延時為120ns，而而關斷延時為為94ns，，且兩個通道道之間的延時時誤差不超過過10ns，，因而決定了了IR2110可用來實實現最高工作作頻率大于1MHz的門門極驅動。IR2110的的輸輸出出級級采采用用推推挽挽結結構構來來驅驅動動功功率率MOSFET，，輸輸出出最最大大為為2A的的驅驅動動電電流流，，且且開開關關速速度度較較快快，，當當所所驅驅動動的的功功率率MOS器器件件的的柵柵極極等等效效電電容容為為1000pF時時，，該該開開關關時時間間的的典典型型值值為為25ns。。IR2110原原理圖圖見圖圖10-4。從從圖可可見，，其內內部集集成有有一個個邏輯輯信號號輸入入級及及兩個個獨立立的、、分別別以高高電壓壓、低低電壓壓為基基準的的輸出出通道道，它它的主主要構構成有有三個個獨立立的施施密特特觸發發器、、兩個個RS觸發發器、、兩個個Vdd/Vcc電電平轉轉換器器、一一個脈脈沖放放大環環節、、一個個脈沖沖濾波波環節節、一一個高高壓電電平轉轉換網網絡及及兩個個或非非門、、六個個MOS場場效應應晶體體管、、一個個具有有反相相輸出出的與與非門門、一一個反反向器器和一一個邏邏輯網網絡。。圖10-4IR2110的的原理理圖兩個輸輸出通通道（（上通通道及及下通通道））的控控制脈脈沖通通過邏邏輯電電路與與輸入入信號號相對對應，，當保保護信信號（（SD）輸輸入端端為低低電平平時，，同相相輸出出的施施密特特觸發發器輸輸出為為低電電平，，兩個個RS觸發發器的的置位位信號號無效效，兩兩或非非門的的輸出出跟隨隨HIN及及LIN變變化；；而當SD端端輸入入為高高電平平時，，因施施密特特觸發發器輸輸出高高電平平，兩兩個RS觸觸發器器置位位，兩兩或非非門輸輸出恒恒為低低電平平，HIN及LIN輸入入信號號無效效，此此時即即使SD變變為低低電平平，但但由于于RS觸發發器由由Q端端維持持高電電平，，兩或或非門門輸出出將保保持低低電平平，直直到施施密特特觸發發器輸輸出脈脈沖的的上升升沿到到來，，兩個個或非非門才才因RS觸觸發器器翻轉轉為低低電平平而跟跟隨HIN及LIN變化化。由于邏邏輯輸輸入級級中的的施密密特觸觸發器器具有有一定定的滯滯后，，因而而整個個邏輯輯輸入入級具具有良良好的的抗干干擾能能力，，并可可接受受上升升時間間較長長的輸輸入信信號，，再則則邏輯輯電路路以其其自身身的邏邏輯電電源為為基準準，這這就決決定了了邏輯輯電源源可用用比輸輸出電電源電電壓低低得多多的電電源。。為了將將邏輯輯信號號電平平轉變變為輸輸出驅驅動信信號電電平，，片內內設置置兩個個抗干干擾性性能很很好的的Vdd/Vcc電平轉轉換電電路，，該電電路的的邏輯輯地電電位（（Vss））和功功率電電路地地電位位（COM）之之間允允許有有+/-5V的的額定定偏差差，因因此決決定了了邏輯輯電路路不受受輸出出驅動動開關關動作作而產產生的的耦合合干擾擾的影影響。。集成成于片片內下下通道道內的的延時時網絡絡實現現了兩兩個通通道的的傳輸輸延時時，此此種結結構簡簡化了了控制制電路路時間間上的的要求求。兩兩個通通道分分別應應用了了兩個個相同同的推推挽式式低阻阻場效效應晶晶體管管，該該兩個個場效效應晶晶體管管分別別有兩兩個N溝道道的MOSFET驅驅動，，因而而其輸輸出峰峰值電電流可可達2A以以上。。對于上通通道，開開通和關關斷脈沖沖分別由由HIN的上升升和下降降沿觸發發，用以以驅動電電平轉換換器，轉轉換器接接著又對對工作于于懸浮電電位上的的RS觸觸發器進進行置位位或復位位，這便便是以地地電位為為基準的的HIN信號的的電平轉轉換為懸懸浮電位位的過程程。由于于Vs端端快速dV/dt瞬變變產生的的RS觸觸發器的的誤觸發發可以通通過一個個鑒別電電路與正正常的下下拉脈沖沖有效地地區別開開來，這這樣，上上通道基基本上可可承受任任意幅值值的dV/dt值，并并保證了了上通道道的電平平轉換電電路即使使在Vs端電壓壓降到比比COM端還低低4V時時仍能正正常工作作。對于下通通道，由由于正常常時SD為低電電平、Vcc不不欠壓，，所以施施密特觸觸發器的的輸出跟跟隨LIN而變變化，此此信號經經下通道道中的Vdd/Vcc電平轉換換器轉換換后加給給延時網網絡，由由延時網網絡延時時一定的的時間后后加到與與非門電電路，其其同相和和反向輸輸出分別別用來控控制兩個個互補輸輸出級中中的低阻阻場效應應晶體管管驅動級級中的MOS管管，當Vcc低低于電路路內部整整定值時時，下通通道中的的欠壓檢檢測環節節輸出，，在封鎖鎖下通道道的同時時封鎖上上通道的的脈沖產產生環節節，使整整個芯片片的輸出出被封鎖鎖；而當當Vb欠欠電壓時時，則上上通道中中的欠電電壓檢測測環節輸輸出僅封封鎖上通通道的輸輸出脈沖沖。IR2110的的典型應應用連接接圖見圖圖10-5。通通常，它它的輸出出級的工工作電源源是一懸懸浮電源源，這是是通過一一種自舉舉技術由由固定的的電源得得來的。。充電二二極管VD的耐耐壓能力力必須大大于高于于母線的的峰值電電壓，為為了減小小功耗，，推薦采采用快恢恢復的二二極管。。圖10-5IR2110典典型連接接圖為了向需需要開關關的容性性負載提提供瞬態態電流，，應用中中應在Vcc和和COM間、Vdd和和Vss間連接接兩個旁旁路電容容，這兩兩個電容容及Vb和Vs間的儲儲能電容容都要與與器件就就近連接接。建議議Vcc上的旁旁路電容容用一個個0.1μF的的陶瓷電電容和一一個1μμF的膽膽電容并并聯，電電源Vdd上有有一個0.1μμF的陶陶瓷電容容就足夠夠了。功率的MOSFET或或IGBT可在在輸出處處串一個個柵極電電阻，柵柵極電阻阻的值依依賴于電電磁兼容容（EMC）的的需要、、開關損損耗及其其最大允允許dV/dt值。由于電平平轉換損損耗通常常比漏電電損耗要要大得多多，因而而靜態損損耗通常常可忽略略。實驗驗證明：：當VB為定值時時，對容容性負載載來說，，在一定定的工作作溫度下下，隨著著被驅動動的MOSFET或IGBT工作開開關頻率率的提高高，在固固定的高高壓母線線電壓下下，開關關損耗值值將線性性增大，，并且隨隨著被驅驅動的MOSFET或或IGBT工工作電路路中高壓壓母線電電壓的提提高，開開關損耗耗亦增大大，并且且隨著容容性負載載電容值值的增大大而增大大，實際際上，在在電平轉轉換期間間，Vs是變化化的。自舉電容容C依賴賴于開關關頻率，，占空比比和功率率MOSFET或IGBT柵柵極的充充電需要要，應注注意的是是電容兩兩端電壓壓不允許許低于欠欠電壓封封鎖臨界界值，否否則將產產生保護護性關斷斷。具體體說來，，自舉電電容大小小取決于于MOSFET的門極極充電電電荷、最最大導通通時間、、最小導導通時間間。a門極充充電電荷荷IGBT和POWERMOSFET具有有相似的的門極特特性，開開同時需需要在極極短的時時間內向向門極提提供足夠夠的柵電電荷。假假定器件件開通后后，自舉舉電容兩兩端電壓壓比器件件充分導導通所需需要的電電壓（10V，，高壓側側鎖定電電壓為8.7/8.3V）要要高；再再假定在在自舉電電容充電電路徑上上有1.5V的的壓降（（包括二二極管的的正向壓壓降）；；最后假假定有1/2的的柵電壓壓（柵極極門檻電電壓通常常3～5V）因因泄漏電電流引起起電壓降降。綜合合上述條條件，此此時對應應的自舉舉電容可可用下式式表示：：式中，Qg為MOSFET導通需要要的門極電荷荷。b最長導通時時間在選擇自舉電電容大小時，，應考慮懸浮浮驅動的最長長導通時間ton(max)。門極極電壓必須在在最長導通時時間末期保持持足夠的幅置置，使MOSFET充分分導通，假定定自舉電容輸輸出穩態電流流為IQBS，則C可寫為為c最小導通時時間在自舉電容的的充電路徑上上，雜散阻抗抗影響了充電電的速率。下下管的最窄導導通時間應保保證自舉電容容能夠獲得充充足夠的電荷荷，以滿足自自舉電容所需需要的電荷量量再加上功率率器件穩態導導通時漏電流流所失去的電電荷量。因此此從最窄導通通時間ton(min)考慮，自舉舉電容應足夠夠小。因此，在選擇擇自舉電容大大小時，應綜綜合考慮懸浮浮驅動的最寬寬導通時間ton(max)和最窄窄導通時間ton(min)。導通通時間既不能能太大影響窄窄脈沖的驅動動性能，也不不能太小而影影響寬脈沖的的驅動要求。。根據功率器器件的工作頻頻率、開關速速度、門極特特性對導通時時間進行選擇擇，估算后經經調試而定。。對于5KHz以上的開開關應用，自自舉電容通常常采用0.1μF的電容容是合適的。。單從驅動MOSFET和和IGBT的的角度考慮，，均不需要柵柵極負偏置。。門極驅動電電壓等于零完完全可以保證證器件正常關關斷。但在有有些情況下，，負偏置是必必要的。這是是因為當器件件關斷時，其其集電極－發發射極之間的的dv/dt過高時，將將通過集電極極－柵極之間間的（密勒））電容以尖脈脈沖的形式向向柵極饋送電電荷，使柵極極電壓升高，，而IGBT的門檻電壓壓通常是3～～5V左右，，一旦尖脈沖沖的高度和寬寬度達到一定定的水平，功功率器件將會會誤導通，造造成災難性的的后果。而采采用柵極負偏偏置，可以較較好地解決這這個問題。7）MOSFET功率開關關器件的散散熱計算在大功率高高頻電源等等設備中功功率開關器器件的電能能損耗尤顯顯突出，這這部分消耗耗功率會轉轉變為熱量量使功率器器件管芯發發熱、結溫溫升高，如如果不能及及時、有效效的將此熱熱量釋放，，就會影響響到器件的的工作性能能，從而降降低系統工工作的可靠靠性，甚至至損壞器件件。因此熱熱設計愈加加成為電力力電子產品品設計的關關鍵一環。。在盡量通過過優化設計計等方式而而減少功率率開關發熱熱量的同時時，一般還還需要通過過散熱器利利用傳導、、對流、輻輻射的傳熱熱原理，將將器件產生生的熱量快快速釋放到到周圍環境境中去，以以減少內部部熱累積，，使元件工工作溫度降降低。進行功率器器件及功率率模塊散熱熱計算的目目的，就是是在確定的的散熱條件件下選擇合合適的散熱熱器，以保保證器件或或模塊安全全、可靠地地工作。散散熱器的設設計必須顧顧及使用環環境、條件件，以及元元件允許的的工作溫度度等多種參參數。但是是對散熱器器的傳熱分分析目前國國內外都還還研究得很很不夠，工工程應用中中的設計大大多是憑經經驗選取，，并作相應應的核校計計算。單位時間內內功率器件件所消耗的的電能稱作作為器件的的功率損耗耗。器件的的功率消耗耗將導致其其結溫升高高從而產生生了散熱冷冷卻的要求求；而散熱熱器在單位位時間內所所散發出的的熱能量叫叫耗散功率率。在設備備正常穩定定工作時，，器件的功功率損耗和和散熱器的的耗散功率率將達到平平衡，器件件的溫度也也不會繼續續升高，即即系統達到到了熱平衡衡狀態。在在系統的熱熱設計中就就正是根據據能達到熱熱平衡狀態態時的功率率參數來確確定散熱器器應當具備備的相關參參數，因此此在設計過過程中一般般先根據相相關數據手手冊和實際際電路工作作參數來計計算出功率率器件的功功率損耗，，然后以此此作為依據據計算散熱熱器相關參參數。而功功率率器器件件的的功功率率損損耗耗一一般般包包括括器器件件的的通通態態損損耗耗、、開開關關損損耗耗、、斷斷態態漏漏電電流流損損耗耗。。功功率率器器件件在在開開關關過過程程中中消消耗耗在在驅驅動動控控制制板板上上的的功功率率以以及及在在導導通通狀狀態態時時維維持持一一定定的的柵柵極極電電壓壓、、電電流流所所消消耗耗的的功功率率稱稱為為開開關關器器件件的的驅驅動動損損耗耗。。一一般般情情況況下下，，這這部部分分的的功功率率損損耗耗與與器器件件的的其其他他部部分分損損耗耗相相比比可可以以忽忽略略不不計計，，但但對對于于GTO、、GTR等等通通態態電電流流比比較較大大的的功功率率器器件件則則需需要要特特殊殊考考慮慮。。在較較大大功功率率的的電電力力電電子子設設備備中中，，為為了了提提高高散散熱熱效效果果，，保保證證系系統統穩穩定定工工作作，，提提高高功功率率器器件件使使用用壽壽命命，，往往往往對對電電力力電電子子功功率率器器件件采采用用了了強強迫迫風風冷冷技技術術，，強強迫迫風風冷冷的的散散熱熱效效果果遠遠好好于于自自然然風風冷冷,復復雜雜性性大大大大低低于于水水冷冷和和油油冷冷。。采用強強迫風風冷還還可以以顯著著減小小散熱熱器體體積，，有利利于設設備小小型化化、輕輕量化化的實實現。。在采采用強強迫風風冷時時，散散熱器器的熱熱阻將將會顯顯著減減小。。降低低熱阻阻，提提高對對流換換熱的的途徑徑主要要有：：加大散散熱器器尺寸寸或者者增加加散熱熱片數數量以以加大大散熱熱面積積；采用更更大尺尺寸或或擁有有更強強風力力的風風機增增大空空氣流流速以以增大大；通常情情況下下,選選用散散熱面面積較較大的的型材材散熱熱器和和風量量較大大的風風機可可以降降低散散熱器器到環環境介介質的的熱阻阻,但但散熱熱面積積的增增加和和風機機風量量的提提高均均受裝裝置體體積、、重量量以及及噪音音指標標等限限制。。由于于電力力電子子器件件的小小型化化和輕輕量化化的發發展趨趨勢，，在散散熱器器和風風機參參數一一定的的條件件下,通過過合理理的風風道設設計，，在散散熱器器表面面流場場引入入紊流流是改改善散散熱的的又一一有效效途徑徑。合理的風道道設計一般般要求引導導風扇氣流流沖擊散熱熱器表面，，適當的改改變氣流在在散熱器表表面的流動動方向以在在散熱器附附近流場中中形成大的的擾動,從從而形成廣廣泛的紊流流區,加強強散熱效果果,同時不不應使氣流流壓頭損失失過大,流流速下降過過多,以免免降低散熱熱效果。7)電流取取樣尖峰消消取圖10-6消取電電流取樣的的前沿尖峰峰電路由于于UC1846為峰峰值電流取取樣，取樣樣電流信號號前沿尖峰峰很大，嚴嚴重時影響響工作，為為消取電流流取樣的前前沿尖峰，，設計了消消取電流取取樣的前沿沿尖峰電路路,工作原原理如圖10-6所所示，信號號如圖10-7所示示。圖10-6消取電電流取樣的的前沿尖峰峰電路圖10-7各點信信號9）系統設設計綜上所考慮慮，小靈通通基站電源源的系統電電路圖如圖圖10-8所示。由由功率電路路（主電路路，包括輸輸入EMI，H橋，，輸出整流流濾波）、、控制電路路（包括UC3846、電壓壓取樣電路路、電流取取樣尖峰消消取電路））和驅動電電路（IR2110驅動）組組成。圖10-8略去保保護電路的的小靈通基基站電源電電路圖返回§10.2直直流電機機調速1專用集集成電路路UC3637控制器器電路設設計UC3637是是直流電電動機脈脈寬調制制（PWM）控控制器。。該集成成電路用用于開環環或閉環環直流電電動機速速度控制制。輸出出兩路PWM脈脈沖信號號，這兩兩路信號號與誤差差電壓信信號的幅幅值成正正比，且且與極性性相關，，可構成成雙向的的調速系系統。該該控制器器還可以以用于其其他電動動機PWM控制制，例如如無刷直直流電動動機PWM速度度控制、、位置控控制等。。1）UC3637的特特點單電源或或雙電源源工作，，±2.5V——±±20V；雙雙路PWM信號號輸出，，驅動電電流能力力為100mA；限限流保護護；欠電電壓封鎖鎖；有溫溫度補償償，2.5V閾閾值的關關機控制制。2）結構構與功能能UC3637結結構功能能圖如圖圖10-9，可可以看出出UC3637主要由由下列幾幾部分組組成：三三角波發發生器：：CP，，CN，，S1，，SR1；PWM比較較器：CA，CB；輸輸出控制制門：NA，NB；限限流電路路：CL，SRA，SRB；；誤差放放大器：：EA；；關機比比較器：：CS；；欠電壓壓封鎖電電路：UVL。。圖10-9UC3637的的結構功功能圖如圖10-10所示，，在正電電源和負負電源之之間串接接R1、R2、R3三個電電阻（其其中R1=R3），兩兩個分壓壓點分別別接(１１腳)和和(3腳腳)，作作為閾值值電壓。。2腳和和18腳腳分別接接電容CT和電阻RT，電容和和電阻另另一端都都接地。。+VTH還通過內內部的緩緩沖電路路與RT作用產生生給電容容CT充電的恒恒流Is。當CT以恒流線線性充電電，2腳腳電壓達達到VTH時，比較較器CP（1、、2腳為為輸入））觸發觸觸發器的的端，使使為高電電平，關關閉相應應開關。。負電流流-IS接2腳，，CT以線性放放電，到到-VTH時，比較較器CN（3、、2腳為為輸入））觸發RS觸發發器的復復位端R，引起起電容的的重新充充電過程程。產生生的三角角波電壓壓信號峰峰—峰值值為，，其頻頻率由CT、RT決定。圖10-10三角波發發生器電電路參看圖10-11比較較器連接接圖，比比較器CA和CB的（（10腳腳）、（（8腳））連至2腳，得得到三角角波輸入入。外接接控制信信號（17腳））經過兩兩個電阻阻分別接接，并從從（11腳）輸輸入，從從－Ｂin（9腳）輸輸入。這這兩比較較器的輸輸出為雙雙PWM信號，，它們互互為反相相，并且且在它們們的前后后沿都存存在死區區時間，，見圖10-12，比比較器A和B的的信號經經門電路路后輸出出（4腳腳）和（（7腳））輸出，，門電路路主要是是進行欠欠電壓封封鎖和過過流封鎖鎖。圖10-11比比較較器外外電路路連接接圖在圖10-13中，，利用用RS作為電電動機機電流流的檢檢測電電阻，，檢測測信號號從12和和13腳輸輸入。。比較較器CL設設有200mV的閾閾值，，當電電動機機電流流增大大而使使RS上的電電壓達達到這這個閾閾值時時，CL輸輸出變變為高高電平平，令令SRA和和SRB復復位至至低電電平，，進而而使AOUT和BOUT變為低低電平平。圖UC3637內部部的欠欠電壓壓封鎖鎖電路路。在在電源源電壓壓低于于+4.15V時作作用，，使輸輸出AOUT和BOUT鎖定為低低電平。。關機控控制比較較器CS的反相相輸入端端內接（（VS-2.5V）電電壓，同同相輸入入端接14腳。。在14腳外接接適當電電路可以以用來控控制電動動機的起起停，或或延時起起動，或或其他保保護控制制。誤差放大大器：獨獨立的誤誤差放大大器是一一個高速速運算放放大器，，典型帶帶寬為1MHz，有低低輸出阻阻抗，可可在閉環環速度控控制中作作為速度度調節器器使用。。圖10-12雙雙PWM信號號的產生生圖圖10-13限限流保保護電路路圖2主電路路設計可逆PWM變換換器主電電路有多多種形式式，最常常用的是是橋式(亦稱H形)電電路,如如圖10-14所示。。這時，，電動機機M兩端端電壓的的極性隨隨開關器器件驅動動電壓的的變化而而變化，，其控制制方式有有雙極式式、單極極式、受受限單極極式等多多種，這這里采用用最常用用的雙極極式控制制的可逆逆PWM變換器器。雙極極式控制制可逆PWM變變換器的的工作順順序如圖圖10-15所所示。圖10-15雙極式控控制可逆PWM變換器的驅動電壓、、輸出電壓和和電流波形圖10-14橋式可逆逆PWM變換換器圖id的兩條電流波波形，id1相當于一般負負載時的情況況，脈動電流流的方向也始始終為正；id2相當于輕載時時的情況，電電流可在正負負方向之間脈脈動，但平均均電流仍為正正，等于負載載電流。在不不同情況下，，器件的道通通、電流的方方向與回路都都和有制動電電流通路的不不可逆PWM變換器相似似。電動機的的正反轉則體體現在驅動電電壓正、負脈脈沖的寬窄上上。當正脈沖沖較寬時，ton>T/2，，則UAB的平均值為正正，電動機正正轉，反之則則反轉；如果果正、負脈沖沖相等，平均均輸出電壓為為零，則電動動機停止。基于專用集成成電路UC3637的開開環直流調速速系統控制電電路如圖10-16所示示，功率電路路和驅動不再再討論。圖10-16UC3637的開環環直流調速系系統控制電路路返回回§10.3基基于于DSP的的直直流流電電機機弱弱磁磁調調速速1性性能能指指標標電機機功功率率容容量量1.00kW輸入入電電壓壓220V直直流流效率率80%電機機額額定定轉轉速速3000r/min轉速速穩穩定定精精度度速速度度誤誤差差≤≤±±3%啟動動電電流流≤≤30A2系系統統組組成成直流流電電機機弱弱磁磁調調速速由由功功率率電電路路及及控控制制系系統統兩兩部部分分組組成成。。功功率率電電路路由由主主電電源源、、輔輔助助電電源源、、IGBT驅驅動動電電路路及及直直流流電電機機組組成成。。控控制制電電路路由由DSP、、PWM信信號號輔輔助助生生成成電電路路、、檢檢測測電電路路、、信信號號處處理理及及保保護護電電路路等等組組成成。。由由DSP產產生生的的兩兩路路PWM信信號號經經驅驅動動電電路路調調節節驅驅動動IGBT，，將將主主電電源源輸輸入入給給電電機機，，分分別別進進行行軟軟啟啟動動和和勵勵磁磁電電壓壓調調節節，，進進而而控控制制轉轉速速，，當當轉轉速速反反饋饋達達到到給給定定速速度度信信號號時時，，DSP輸輸出出的的PWM占占空空比比保保持持不不變變，，由由DSP構構成成的的控控制制系系統統來來實實現現的的。。圖圖10-17示示出出了了以以DSP為為核核心心的的穩穩速速系系統統總總體體組組成成。。圖10-17系系統統總總體體結結構構框框圖圖3直流電電機的調調速方法法直流電機機轉速n的表達達式為式中Ua－電電樞端電電壓（V）；Ia－－電樞電電流（A）；－－電電樞電路路總電阻阻（）；－－每極磁磁通量（（Wb））；Ce－與電電機結構構有關的的常數。。直流電機機轉速調調節方法法可以分分為三種種：調節電樞樞電壓，，改變電電樞電壓壓是從額額定電壓壓往下降降低電壓壓，使電電動機從從額定轉轉速向下下變速，，適用于于要求大大范圍無無級平滑滑調速的的系統。。改變電電機主主磁通通，只只能減減弱磁磁通，，使電電動機機從額額定轉轉速向向上變變速，，屬恒恒功率率調速速方法法，動動態響響應較較慢，，雖能能無級級平滑滑調速速，但但調速速范圍圍小。。改變電電樞電電路電電阻，，在電電動機機電樞樞外串串電阻阻進行行調速速，只只能有有級調調速，，平滑滑性差差，機機械特特性軟軟，效效率低低。4功功率電電路結結構設設計PWM斬波波器的的優點點最多多，需需要的的濾波波裝置置很小小甚至至只利利用電電樞電電感就就已經經足夠夠，不不需要要外加加濾波波裝置置。降降壓斬斬波器器的原原理電電路及及輸出出電壓壓波形形如圖圖10-18所所示，，假定定晶體體管先先導通通T1秒（忽忽略晶晶體管管的管管壓降降，這這期間間電源源電壓壓全部部加到到電樞樞上）），然然后關關斷T2秒（這這期間間電樞樞端電電壓為為零）），如如此反反復。。電壓壓Ua為其其平均均值。。圖10-18降降壓壓斬波波器原原理電電路及及輸出出電壓壓波形形在本系系統中中由于于不要要求電電機反反向轉轉動，，因此此選擇擇單管管斬波波電路路即可可實現現，本本系統統兩路路單管管斬波波電路路，一一路用用于電電機軟軟啟動動，軟軟啟動動結束束后，，IGBT功率率管完完全導導通，，這樣樣做的的目的的是減減少啟啟動電電流；；另一一路對對勵磁磁電壓壓進行行PWM調調節，，以穩穩定轉轉速，，斬波波器如如圖10-19所示示。斬斬波電電路由由開關關器件件（IGBT模模塊））及吸吸收網網絡和和續流流二極極管組組成。。主要要技術術參數數有輸輸入電電壓、、開關關頻率率、輸輸出電電壓和和輸出出電流流。控控制系系統產產生的的信號號通過過驅動動電路路控制制功率率管的的開通通和關關斷，，在電電機上上得到到頻率率恒定定、脈脈沖寬寬度可可調的的脈沖沖電壓壓，功功率開開關管管關斷斷期間間電機機電流流通過過續流流二極極管續續流導導通。。電路路中的的電感感和電電容具具有兩兩個功功能，，一個個是使使兩路路斬波波器減減小互互相干干擾，，另一一個功功能是是減小小從主主電源源的脈脈動電電流。。圖10-19斬斬波波電路路5IGBT模模塊及及驅動動目前IGBT已已模模塊化化，功功率管管采用用IGBT模塊塊，其其冷卻卻安裝裝面與與其內內部電電路電電氣絕絕緣，，工作作頻率率高，，減小小了驅驅動電電路的的復雜雜性，，容易易安裝裝，使使整個個電路路結構構簡單單，安安裝和和維修修方便便，同同時集集成化化的IGBT專專用驅驅動電電路也也已制制造出出來，，本系系統選選用惠惠普公公司的的HCPL316作為為驅動動器，，其內內部電電路框框圖如如圖10-20所示示。驅驅動電電路如如圖10-21所示示，DSP產生生的PWM信號號從HCPL316的1腳送送入，，同時時把故故障信信號送送給DSP。HCPL316的應應用可可參見見相關關資料料。圖10-20HCPL316結構構框圖圖圖10-21IGBT驅動動電路路HCPL316(同向向驅動動)6控控制電電路設設計控制系系統由由DSP（（TMS320LF2407）與與外部部存儲儲器RAM（IS61LV6416-10T））、微微處理理器、、微控控制器器方式式選擇擇開關關、FLASH編程程電壓壓輸入入、晶晶振以以及仿仿真接接口（（JTAG）構構成。。DSP內內部已已有32K字的的FlashROM，，為了了調試試方便便，外外加了了程序序RAM，，在程程序經經多次次調試試，成成熟可可靠時時寫入入內部部FlashROM。。DSP片片上有有544字字的雙雙口RAM（DARAM），，可全全部配配置到到數據據空間間，將將程序序中所所用的的變量量全部部分配配到雙雙口RAM中，，以提提高處處理速速度。。圖10-22DSP系系統原原理圖圖電機的的轉速速反饋饋信號號為正正弦信信號，，因此此必須須把信信號處處理為為矩形形脈沖沖信號號，送送給DSP的捕捕獲單單元來來捕獲獲轉速速脈沖沖，進進而確確定電電機轉轉速。。其轉轉速信信號處處理電電路如如圖10-23所示示，由由圖10-23可知知，速速度反反饋信信號通通過V4A和V4B進行行兩級級濾波波放大大，把把信號號中的的尖峰峰信號號濾掉掉，處處理后后的信信號送送入比比較器器V4C，，得到到方波波信號號，為為了消消除小小脈沖沖干擾擾，采采用V3A和V11A數數字電電路進進行小小脈寬寬消除除，轉轉速反反饋信信號變變成方方波信信號，，方波波信號號輸入入到DSP的捕捕獲端端，實實現對對速度度的捕捕獲。。圖10-23轉轉速速信號號處理理電路路7控控制系系統軟軟件設設計控制程程序由由主程程序、、ADC中中斷、、捕獲獲單元元中斷斷、定定時器器溢出出中斷斷、功功率保保護中中斷及及速度度調節節子程程序等等組成成。主程序主程序流程程圖主程序序完成上電電初始化，，如鎖相環環、看門狗狗、事件管管理單元CAP和PWM、ADC模塊塊的初始化化，建立和和分配各種種初始化數數據區。為為了在初始始化的過程程中，防止止中斷的意意外到來，，應在主程程序的開始始處關中斷斷，完成初初始化后，，打開中斷斷。主程序序的流程圖圖如圖10-25所所示。圖10-25主主程程序序流流程程圖圖PWM波波形形的的產產生生本系系統統設設計計中中，，由由于于要要求求電電機機軟軟起起動動，，這這就就要要求求電電樞樞電電壓壓緩緩慢慢展展開開，，同同時時還還要要調調節節勵勵磁磁電電壓壓來來控控制制轉轉速速，，這這就就要要求求TMS320LF2407要要發發出出兩兩路路驅驅動動IGBT的的波波形形，，這這兩兩路路波波形形的的產產生生通通過過通通用用定定時時器器模模塊塊的的T1PWM和和T2PWM來來實實現現。。與與這這兩兩路路PWM信信號號有有關關的的事事件件管管理理寄寄存存器器有有GPTCONA、、T1CNT、、T1CMPR、、T1PR，，T2CNT、、T2CMPR、、T2PR。。可選選用用連連續續增增或或連連續續增增/減減計計數數模模式式來來產產生生PWM輸輸出出。。選選用用連連續續增增計計數數模模式式時時可可產產生生邊邊沿沿觸觸發發或或非非對對稱稱PWM波波形形；；選選用用連連續續增增/減減計計數數模模式式時時可可產產生生對對稱稱PWM波波形形。。本本系系統統選選用用連連續續增增計計數數模模式式，，PWM波波形形產產生生流流程程圖圖如如圖圖10-26所所示示。。圖10-26PWM波波形形產產生生流流程程圖圖返回回§10.4高高頻頻弧弧焊焊電電源源設設計計一臺臺完完善善的的逆逆變變弧弧焊焊電電源源的的主主電電路路框框圖圖10-29如如圖圖所所示示，，包包括括電電磁磁干干擾擾濾濾波波器器、、輸輸入入整整流流器器、、輸輸入入濾濾波波器器、、DC／／AC變變換換器器、、高高頻頻變變壓壓器器、、輸輸出出整整流流器器、、輸輸出出濾濾波波器器。。圖10-29逆逆變變弧弧焊焊電電源源工工作作原原理理簡簡圖圖一定定長長度度的的電電弧弧，，在在穩穩定定狀狀態態下下電電弧弧電電壓壓uf與電電弧弧電電流流if之間間的的關關系系，，稱稱為為焊焊接接電電弧弧的的靜靜特特，，焊焊接接電電弧弧的的靜靜特特性性近近似似呈呈U形形曲曲線線，，故故也也稱稱U形形特特性性，，如如圖圖10-30所所示示。。在在正正常常使使用用范范圍圍內內，，并并不不包包括括電電弧弧靜靜特特性性曲曲線線的的所所有有部部分分，，手手工工弧弧焊焊工工作作在在靜靜特特性性的的平平特特性性段段，，即即電電弧弧電電壓壓只只隨隨弧弧長長而而變變化化，，與與焊焊接接電電流流關關系系很很小小。。圖10-30電弧的電電壓、電流特特性在電源焊接過過程中，弧焊焊逆變器起供供電作用，電電弧作為供電電對象，從而而構成“逆變變器一電弧””系統，能在在給定電弧電電壓和電流下下，維持長時時間的連續電電弧放電，保保持靜態平衡衡。手工弧焊中，，一般是工作作于電弧靜特特性的平特性性段上，因此此對弧焊的逆逆變器最好采采用恒流帶外外拖特性的逆逆變器，其空空載電壓盡可可能地高，同同時考慮經濟濟性和人身安安全，對空載載電壓加以限限制，圖10-31是兩兩種恒流帶外外拖特性的示示意圖。圖10-31手弧焊逆逆變器外特性性1技術指標輸入電壓：380V±10%；額定暫載率：：60%；焊接電流范圍圍：5-160A；工作電壓：10-40V；輸出空載電壓壓：50-60V；額定電流：160A；效率：80%-90%；；功率因數：0.9。2主電路設計計逆變電源主電電路是指逆變變電源的強電電回路，弧焊焊逆變電源組組成包括電磁磁干擾濾波器器、輸入整流流器、輸入濾濾波器、DC／AC變換換器、高頻變變壓器、輸出出整流器。輸出功率：輸入功率：式中：為為逆變器效率率，為占占空比。三相輸入整流流電壓約為520V，則則最大輸入開開關電流：留50％安全全余量，選用用50A的IGBT模塊塊作為全橋的的功率開關器器件。型號：2MBl50N-120，主主要技術參數數：額定電流流50A，額額定電壓1200V，工工作頻率20KHZ。輸入整流一般般采用模塊式式三相整流橋橋，為保證整整可靠性，一一般留有50％的余量，，并充分考慮慮散熱問題。。選用50A三相整流模模塊，型號DF50AA-16。濾波電容選取取。假設50Hz電源停停電或漏掉一一個周期波形形，希望輸出出電壓仍能維維持一段時間間再開始下降降，取電源輸輸出保持時間間為10，直直流電壓降低低80V，根根據能量守恒恒定律，在期期間輸出的能能量是由輸入入濾波電容釋釋放的能量供供給的，故濾濾波電容：選用500V/2200兩個并聯。。設計高頻變壓壓器。選磁芯1）變壓器計計算功率的計計算變壓器工作時時磁芯所需的的功率容量為為變壓器計算算功率。本設設計主電路結結構采用全橋橋結構、輸出出整流采用全全波整流，故故：其中：PO為直流輸出功功率，單位W；Pt為變壓器計算算功率，單位位W。2）確定工作作磁感應強度度工作磁感應強強度是變壓器器設計中的一一個重要磁性性參數，與磁磁芯結構形式式、材料性能能、工作頻率率、功率大小小等因素有關關。鐵氧體工工作磁感應強強度T為0．．15～0．．25，選取取0．175。3）選擇電流流密度系數EC型在溫升升為25度時時為3664）確定窗口口占空系數初次級繞組銅銅線在磁芯窗窗口面積中所所占的比值稱稱為窗口系數數，取窗口系系數為0.4。5）確定磁芯芯尺寸式中：AP為磁芯面積乘乘積，Ac為為磁芯截面積積