1、第22卷第3期2002年8月Vol.22,No.3固體電子學研究與進展Aug.,2002非接觸式IC卡射頻前端電路設計路超李永明(清華大學微電子學研究所,北京,100084)20010115收稿,20010404收改稿摘要:給出了一種基于ISO󰃗IEC1444322標準的非接觸式IC卡射頻前端電路設計方案,詳細敘述了典型模塊的設計思路。本設計采用0.8文mCMOS工藝流水,設計工作頻率為13156MHz,數據傳輸速率為106kbps。中給出了Hspice模擬和相應的芯片測試結果,驗證了設計。關鍵詞:CMOS工藝;射頻前端;半波整流;調制;解調中圖分類號:TN432文獻標識碼:A

2、文章編號:100023819()0322TheRFFront-EndCICCardsLULIYongmingofMics,TsinghuaUniversity,Beijing,100084,CHN)ThispaperdemonstratestheRFFront2Endcircuitsdesignproposalofcontact2lessICcardswhichcomplywithISO󰃗IEC14443,andexpatiatesonthearchitectureoftypical.Thedesignhasbeenimodulesmplementedwith0.8mCMOSt

3、echnology.Thischipoperatesat13.56MHz,andthedatarateis106kbps.ThesimulationresultbyHspiceisalsogiven,andthecorrespondingtestofthischiphasverifiedthefeasibilityofthedesign.Keywords:CMOStechnology;RFFront-Endcircuits;half-waverectifier;modulation;de-modulationEEACC:2570D1444322標準B型非接觸式IC卡的射頻前端電路1引言非接觸式

4、IC卡源于射頻識別技術的產生與發展。射頻識別即RadioFrequencyIdentification(簡稱RFID)是從90年代興起的一項自動識別技術,它利用無線通信技術進行非接觸雙向通信,以達到識別和交換數據的目的。與早期識別技術相比,射頻識別具有無接觸、工作距離大、精度高、信息收集處理快捷、環境適用性較好、可以實現多目標、移動目標識別等一系列優點,在近年來獲得了極為迅速的發展1。本文提出的是一種基于ISO󰃗IEC設計方案,它利用較簡單的電路形式滿足了相關性能要求。該設計已經在上華半導體公司(CSMC)通過流片驗證。2設計標準射頻前端部分主要解決卡內無源、免接觸以及調制解調

5、等問題。非接觸式IC卡射頻前端分別與讀卡器(PCD)和卡上數字部分進行通信,相應地,存在二個接口規范。模擬與數字部分的接口對于一個完整的設計來說是電路內部的信號接口,因此并E2mail:luch99286固體電子學研究與進展22卷無明確的標準,主要由設計者根據具體情況做出相應的協調。在本設計中,采用的是ISO IEC14443標準2。該標準定義了工作距離較近的中頻非接觸式IC卡(PICC)的技術規范,其中提供了TypeA和初始化和防碰撞TypeB兩種有關卡的射頻接口、方式的解決方案。目前,以Philips為首的基于TypeA標準的陣營占領了非接觸式IC卡市場的90%以上,而TypeB由于是從理

6、論上升到標準再進入工業領域,是一個新的技術規范,市場占有率很小,目前包括ST和Motorola都只是處于展示推廣階段。兩種類型卡信號接口規范如表1所示。表1兩種類型卡信號規范.1ThesignalinterfaceoftwotypesofthecardsTabPCDPICC(ModifiedASK100%miller1106Kbit s)ASK(NRZ106Kbit s)10%PICCPCDASK(Manchester10%106KbitsNZ)易于實現軟件解碼。在防碰撞策略上,A型卡的Mifare方案采用比特碰撞檢測,速度很快,由此也必須采用硬件實現;B型卡所采用的時隙ALOHA(Slote

7、dALOHA)方案為通用協議,采用信息級碰撞檢測,可直接用軟件控制。就非接觸式IC卡的電路設計而言,由于卡與讀卡器的工作距離很近,同時讀卡器發射信號功率也比較大,因此讀卡器信號傳輸過程中所受的干擾對信號質量的影響并不太大,從而可以保證比較高的信噪比;與此相對應的是,卡上發射信號功率相對很弱,比較容易受干擾。故此,設計過程中對于讀卡器信號的調制不用刻意考慮抗噪聲性能,而應著響;,出于對成本、成品率盡可能的高,。綜合性能和復雜度的,B型卡在RF前端電路中引入了分頻電路來產生副載波(副載波頻率為載波頻率的1 16,數字部分的時鐘由此副載波再經分頻產生),數字部分產生的數據信號先以BPSK方式對此副載

8、波進行調制,調制后的信號再以調幅的方式疊加在高頻載波上經天線發出,這樣就以相對簡單的電路形式實現了以較低誤碼率進行傳輸的目的。由于無論是載波還是副載波均由基站信號產生,因此在基站處進行解調時不用考慮相干信號的產生問題(若不考慮卡與基站之間距離引起的相位變化,則基站本身的發射載波信號與射頻卡的發射信號同頻同相,當然,精確的解調仍需引入同步系統)。對于基站信號的調制方式,主要應考慮解調的難易,因此采用了最簡單的ASK調制,具體操作時,可適當加大基站電路的復雜性,保證輸出已調信號的幅度和質量,降低卡接收信號解調后的誤碼率3,4。綜合上述技術分析,采用了TypeB標準作為設計和驗證依據。TypeATy

9、peB注1:、率依據ISO ,對于A型卡,100%ASK調制的改進Miller編碼信號,理論分析表明它在調制間隙(Pause)處信號電壓不足1V,不能保證卡上數字部分的正常工作,在此期間,數字處理部分不能正常工作,所以在數字處理部分工作時停止數據傳輸。這樣,盡管100%ASK調制以100%的能量進行數據傳輸,保證了信號的較高抗干擾性,在一定程度上提高了通信的可靠性,但它是以數據傳輸與數據處理分步工作即以通信時間的延長為代價的。同時,它也不適用于常規的數字信號處理器,除非在外加時鐘的情況下可以采用常規的DSP。而對于B型卡,由于它采用10%ASK調制,僅用10%的能量傳輸數據,當受到噪聲干擾時顯

10、然會由于信號能量太弱而影響信號的可靠性,有可能使讀卡器產生誤碼,將縮短其有效讀卡距離,同時卡上的數字信號處理器并未用到所供給的全部能量。它能保證能量的無中斷供給,可以實現數據傳輸與處理的同步進行,在一定程度上縮短了通信時間。在編碼方式上,由于A型卡采用改進密勒(ModifiedMiller)編碼和曼徹斯特(Manchester)編碼,因而速度很快,必須采用專門的硬件解碼;而B型卡采用不歸零碼(NRZ)比較3電路模塊設計非接觸式IC卡通常包括射頻接口電路和數據處理單元兩部分。射頻接口部分電路模塊如圖1所示,它包括電源產生電路、限壓電路、時鐘發生器(包括整流電路和分頻電路組成),上電復位電路、調制

11、與解調電路等部分組成。當卡進入讀卡器產生3期路超等:非接觸式IC卡射頻前端電路設計287圖2Fig.2Theimprectifier圖1射頻前端電路模塊圖Fig.1TheblockdiagramofRF2Front3.2的磁場區時,產生片上工作電壓,作狀態。,而調制電路則將數字處,完成讀卡器和卡之間的通信。下面將闡述部分典型電路的設計思路。3.1電源產生電路調制電路用來將數字部分的輸出信號疊加到載波上,以便于發射。調制可分為兩步,第一步,數字信號對副載波進行BPSK調制,第二步,將BPSK調制輸出的數字信號進行ASK調制后經天線發射出去。其中BPSK調制放在數字部分實現。在射頻端,所要實現的是

12、利用經BPSK調制后的輸出信號(依然為數字信號,只不過頻率為副載波的頻率)再對射頻載波進行ASK調制。調制電路采用的是電容負載調制,電路原理圖如圖3所示。電路中,LCR諧振回路中總電容的大小取決于M導通與否,利用數字信號Sin控制開關管M的通斷,從而決定了諧振回路電容值的大小(M導通時,總電容值為C1+C2,M關斷時,總電容值為C2),從而使得LCR回路的諧振點頻率隨數字信號電平不同而變化,對于特定頻率的外部射頻信號,感應信號電壓幅度隨數字信號電平值的變化而變化,從而實現了類似ASK的負載調制。3.3解調電路電源產生電路將射頻信號整流獲取電路的工作電壓。考慮到電路的簡化,采用一個半波整流電路來

13、完成射頻信號的包絡提取,形成電源。但半波整流電路對濾波電容的充電僅發生在交變電壓的一個半周期內,轉換速度和效率不高;作為直流電源對負載供電時,電壓波動較大,而且是由于負載的放電效應使得包絡檢波的靈敏度大為降低。因此兼顧提高整流效率和降低輸出電壓的紋波因數,在不失簡單性的前提下,對半波整流電路進行改進,如圖2所示。線圈L1即卡上天線線圈,RL為等效負載。利用柵漏短接的PMOS管M1作為整流二極管,交叉連接的PMOS管M2、M3利用節點VN的寄生電容形成電荷轉運,因而對電容C的充電時間加長,整流效率明顯提高,輸出電壓Vo的紋波因數也相應減小。解調電路從讀卡器發射的ASK信號中恢復出數字信號,因此解

14、調部分只需利用一個包絡檢波器取出包絡,然后經比較器與基準電壓比較即可恢復出原來的數字信號。可以看出,由于讀卡器發射信號采用10%ASK調制,因此相對簡化了卡上解調電路。此處采用了兩個改進半波整流電路(如前288固體電子學研究與進展22卷定偏置電壓(由解調基準電壓產生電路產生)。很顯然,在穩態時,比較器兩個輸入端Minus、Plus電壓均為偏置電壓Bias。而在接收到調幅信號時,由于包絡檢波輸出Vout出現波動,該波動通過電容C2耦合到比較器Plus端,使該端電壓隨Vout起伏而起伏,而Minus端電壓則一直等于Bias端電壓,比較器檢測出包絡起伏,完成了數字信號的解調。圖3調制電路原理圖Fig

15、.3Themodulator所述)來構成包絡檢波器,如圖4所示。在該電路中,VA、VB之間為天線感應的外界場信號(為10%ASK調制信號),此時VSS端對應該調幅信號圖5解調電路Fig.5Thedemodulator射頻前端電路還包括上電復位電路、限壓電路和時鐘發生器等部分。其中上電復位電路用來檢測片上感應產生的電源電壓是否滿足數字部分的工作要求,如果供電電壓低于門限電壓,則電路輸出一高電平信號。在電壓滿足要求后,輸出低電平信號。由于標準要求外界場強在1.5A mrmsH7.5A mrms范圍內波動時卡應能正常工作,因此圖4包絡檢波電路Fig.4Theenvelopedetector的最低端,

16、而Vout對應該信號的最高端(由于晶體管的閾值損失,因此這兩個電位與調幅信號的高低峰值相差一個Vth),由于VSS為卡上電路的公共接地端,故此對應的檢波輸出信號Vout在不同數值(1”)時起伏更為劇烈,從而降低了對解調電“或“0”路比較器靈敏度的要求。一關鍵問題是如何確定包絡檢波輸出信號的中心電壓(平均值),用它作為比較器的基準電壓,完成模數轉換。由于影響包絡幅值的因素很多,比如信號強弱、工作距離的遠近等都會使場磁信號的幅度發生變化,因此很難確定其平均值。為此設計了一種自適應比較電路,原理如圖5。在該圖中,Vout為圖4所示包絡檢波電路的輸出,Dout為解調后輸出數字信號,Bias為片上一穩給

17、出低電平信號時必須考慮這種極端情況,以維持卡上電路工作的連續性。時鐘發生器由整形電路和分頻器構成,從讀卡器給出的磁場中恢復系統時鐘。這種非接觸IC卡利用含有射頻載波信息的磁場產生數字部分的工作時鐘和副載波,無需本振信號,在一定程度上簡化了卡上電路的設計。4整體性能模擬設計中,對射頻前端電路各子模塊以及整個系統均進行了詳細的性能模擬,模型參數采用上華0.8mCMOS模型參數庫。在此給出比較關鍵的接收解調和調制輸出這兩部分性能模擬結果。對于接收解調而言,其接收到的信號調制指數在8%12%之間,數據傳輸速率為106kbps,外加一個指標類似的調幅波進行解調性能驗證,在輸入調幅波3期路超等:非接觸式I

18、C卡射頻前端電路設計289調制指數為10%時對應的模擬波形如圖6所示。其中Por為上電復位信號,解調部分僅在數字部分復位后才開始工作,Rin為包絡檢波電路輸出的包絡信號,Rx為解調輸出的數字信號。結果吻合,滿足了標準對調制解調指標的要求;在給定場強范圍內,可輸出穩定3V電壓,驅動能力達到了設計要求。圖6解調通路模擬結果Fig.6Thesimulationresultofdemodulation圖8F8Front對于信號發射通路,主要是信號的調制問題,BPSK調制放在數字部分,為副載波頻率(fc 16847kHz),考文獻1沈宇超,沈樹群.射頻識別技術及其發展現狀.電子技術應用,1999;25(

19、1):452ISO.ISO IEC1444322.Identificationcards2Contactlessintegratedcircuit(s)cards2Proximitycards2Part2:Ra215diofrequencypowerandsignalinterface,1998:13PhilipsSemiconductors.DualInterfacecardIcs2Amigrationpathtowardsacontactlessfuture.TheInter298,Beijing,nationalFairofSmartCard,China(SCC)1998:1191474STMicroelectronics.Contactlesssmartcardcommuni2.TheInternation