1、第一部分射頻基本概念第一章 常用概念一、 特性阻抗特征阻抗是微波傳輸線的固有特性，它等于模式電壓與模式電流之比。對于TEM波傳輸線，特征阻抗又等于單位長度分布電抗與導納之比。無耗傳輸線的特征阻抗為實數，有耗傳輸線的特征阻抗為復數。在做射頻PCB板設計時，一定要考慮匹配問題，考慮信號線的特征阻抗是否等于所連接前后級部件的阻抗。當不相等時則會產生反射，造成失真和功率損失。反射系數(此處指電壓反射系數)可以由下式計算得出：二、駐波系數駐波系數式衡量負載匹配程度的一個指標，它在數值上等于：由反射系數的定義我們知道，反射系數的取值范圍是01，而駐波系數的取值范圍是1正無窮大。射頻很多接口的駐波系數指標規

2、定小于1.5。三、信號的峰值功率解釋：很多信號從時域觀測并不是恒定包絡，而是如下面圖形所示。峰值功率即是指以某種概率出現的尖峰的瞬態功率。通常概率取為0.1%。四、功率的dB表示射頻信號的功率常用dBm、dBW表示，它與mW、W的換算關系如下： dBm=10logmW dBW=10logW例如信號功率為x W，利用dBm表示時其大小為五、噪聲噪聲是指在信號處理過程中遇到的無法確切預測的干擾信號（各類點頻干擾不是算噪聲）。常見的噪聲有來自外部的天電噪聲，汽車的點火噪聲，來自系統內部的熱噪聲，晶體管等在工作時產生的散粒噪聲，信號與噪聲的互調產物。六、相位噪聲相位噪聲是用來衡量本振等單音信號頻譜純度

3、的一個指標，在時域表現為信號過零點的抖動。理想的單音信號，在頻域應為一脈沖，而實際的單音總有一定的頻譜寬度，如下頁所示。一般的本振信號可以認為是隨機過程對單音調相的過程，因此信號所具有的邊帶信號被稱為相位噪聲。相位噪聲在頻域的可以這樣定量描述：偏離中心頻率多少Hz處，單位帶寬內的功率與總信號功率相比。例如晶體的相位噪聲可以這樣描述：偏離中心頻率10Hz100Hz1KHz10KHz單邊相噪-120dBc/Hz-130dBc/Hz-140dBc/Hz-150dBc/Hz七、噪聲系數噪聲系數是用來衡量射頻部件對小信號的處理能力，通常這樣定義：單元輸入信噪比除輸出信噪比，如下圖： 對于線性單元，不會產

4、生信號與噪聲的互調產物及信號的失真，這時噪聲系數可以用下式表示：Pno表示輸出噪聲功率，Pni表示輸入噪聲功率，G為單元增益。級聯網絡的噪聲系數公式：第二章發信機 一、 發信機簡介v 發信機實現了將調制信號調制并放大到合適的功率電平，以便于發信天線發射v 發信機主要有待調制信號處理部分、調制部分和功放三大部分組成v 發信機的核心單元是調制部分v 調制部分根據調制方法的差異，可以分為模擬調制、數字調制；幅度調制、頻率調制和相位調制v 功放部分可以根據導通角不同分為A類、B類、AB類、C類等二、發信機組成的基本框圖三、發調制部分v 發調制可以分為一次變頻和兩次變頻兩類。v 兩次變頻是指現在較低的頻

5、率上完成調制，在通過混頻或倍頻變為所需要的頻率v 一次變頻和兩次變頻相比具有電路設計難度大的劣勢，具有成本低的優勢v BTS2.0采用了兩次變頻方案v BTS3.0采用了一次變頻方案四、發信機指標v 發信機的指標主要分為三大類：w 功率類w 頻率類w 調制類v 對于任何發信機，最重要的指標就是發射功率v 對于不同系統的發信機，根據調制方法和協議的不同，測試指標也不盡相同，下面介紹幾個典型的指標。 1、 鄰道泄露鄰道干擾指標是用來衡量發射機的帶外輻射特性，定義：鄰道功率與主信道功率之比，通常用dBc表示，如下圖： 2、雜散輻射雜散輻射是指發信機發射的除信號之外的其他信號，它包括諧波分量、寄生輻射

6、、交調產物、發射機互調產物等。對該指標的規定是為了提高系統的電磁兼容性能，以便與其他系統共存，當然這也保證了系統自身的正常運行。 3、互調指標發射機互調指標是來衡量多個發信機在一起工作時的相互干擾情況，設有兩個發射機在一起工作，發信機B發射出的信號會經過發射機A的天線耦合至發信機A，從而與發信機A的信號產生交調，該交調稱為發信機互調，如下圖： 4、調制精度調制精度指：發射信號調制波形與理想調制波形之間的矢量誤差的方差與發射信號功率比值，再開方。第三章 收信機一、收信機簡介v 收信機實現了將微弱的無線信號接收、放大和解調，恢復為基帶信號v 收信機主要由高頻部分、中頻部分和基帶處理部分組成v 最新

7、的接收機在中頻部分開始實現數字化，號稱Software Radio（軟件無線電），BTS3.0已經采用了部分軟件無線電技術，表現在中頻采樣，數字化處理。二、超外差式接收機的框圖三、收信機指標v 收信機最基本的指標是接收靈敏度v 理論上接收機的極限接收靈敏度為Pmin=lgKTB+NF+C/N其中，K為波爾茲曼常數；T為信源絕對溫度；B為等效噪聲帶寬；NF為系統噪聲系數；C/N為解調門限載噪比四、無畸變動態無畸變動態指用來描述接收機不受三階交調影響的整個接收信號電平范圍，它的下限是所考慮帶寬范圍內的熱噪聲加上接收機噪聲系數，它的上限是，系統產生的三階交調產物剛好等于所考慮帶寬范圍內的熱噪聲加上接

8、收機噪聲系數時的信號電平。利用接收機輸入三階截止點IP3可以方便用下式表示：五、雜散響應雜散響應也稱為寄生響應、寄生靈敏度。現在采用的接收機大都是超外差接收機，接收機接收到的能夠與本振組合產生中頻的信號很多，其中除主接收信號外的其他頻點稱為寄生波道，該頻點產生的響應稱為寄生響應。由上式中看到，當m=n=1，假設取負號時，fr為所要信號，則m、n的其他組合所得到的fr為寄生波道。六、鄰道選擇性鄰道選擇是考核接收機在相鄰頻道有信號時的接收能力，它等于接收濾濾器（指中頻濾波器）在鄰道頻點處的抑制與通帶插損的比值，通常用dBc表示。七、阻塞與互調抑制阻塞指標是來考核接收機抗干擾能力，它描述的是接收機在

9、接收的頻道外存在單音或調制信號干擾，但干擾信號不在相鄰頻道或雜散響應頻點上的情況，具體指標要求根據不同系統而定。阻塞指標一般要求接收機前端要有較高的三階截止點（即大的線性動態），同時要求中頻濾波器有較好的選擇性。互調抑制同樣是指接收機在工作時，同時有兩個干擾信號進入接收機，這兩個信號的三階交調產物正好落在帶內。互調抑制主要要求接收機前端有較高的三階截止點。第二部分 射頻器件第四章 分布參數電路一、微波傳輸線概述 微波集成電路的無源電路部分大都采用微帶線構成的分布參數電路。微帶線是在低損耗介質板上制作的薄膜 帶條，它的結構可以理解為從同軸傳 輸線演變而產生。圖1-5（a）是同軸傳 輸線，圖中實線

10、箭頭代表電力線，虛線是磁力線。如果把外導體金屬筒切開民成平板，由導體為薄，則構成對稱三板帶狀線，如圖1-5（b）所示。上、下兩平板為接地板，處在同一電位，中間薄膜條夾在兩片介質板中。若去掉上片介質板和金屬板，就構成了微帶線，如圖1-5（c）所示。圖1-5(c)稱為標準微帶線。此外，微帶線還有許多變種形式，常用的幾種如圖1-6所示。圖1-6的幾種結構各有優缺點，其共同特點都是在介質基片上刻蝕的平面薄膜電路。由于介質的介電常數高，介質內波長短，因而微波集成電路尺寸得以縮小。幾種集成電路傳 輸線的特性比較可參見表所列。 微波集成中路傳輸線特性傳輸線適宜的工作頻率（GHz）可用的阻抗范圍（）傳輸線截面

11、傳輸線Q值標準微帶110015100小低懸置可倒置帶線115020150小中等三板帶線0.54015100小低槽線26060200中等低共面線26040150中等低鰭狀線3015020400中等中等二、介質基片與導體材料 基片是微波電磁場傳輸媒質，又是電路支撐體。對基片的要求是微波損耗小，表面光滑度高、硬度強、韌性好、價格低。常用的介質及其特性如表所列。關于各種基片材料的特性和優缺點詳見第十三章。最常用的介質基板是聚四氟乙烯纖維環氧樹脂板和氧化鋁陶瓷板。聚四氟乙烯纖維板價格便宜，雙面用熱壓法覆以銅膜，可以直接光刻腐蝕成電路，加工簡便，廣泛用于112GHz波段的多種MIC電路。微波集成電路基板材

12、料材料名稱表面粗糙度（um）10GHz時的損耗正切（10-4）介電常數導熱率（W/cm）應用與特點聚四氟乙烯纖維加強板10152.52.8厘米波段MIC價格低，加工容易氧化鋁（99%）25250.3厘米波段至毫米波段藍寶石0.51199.50.4毫米波MIC人工復合介質2200.010.05厘米波段，介電常數任意高介陶瓷1220800.010.05用于小尺寸電路Duroid2.24.0毫米波MIC石英0.10.513.80.01毫米波MIC，但易碎鐵氧體102513160.03單向器件電路氧化鈹21016.62.5導熱好，用于功率器件硅110100121.5MMIC砷化鎵1612.90.46M

13、MIC磷化銦140.68MMIC氧化鋁陶瓷的介質損耗小，表面光潔，適宜于較高頻段，而且介電常數高，制作的MIC小巧精致。但是陶瓷板需要真空鍍膜，如工復雜，成本高。基片厚度大多數為0.51.0mm，毫米波段 則用0.20.3mm為宜。基片過薄時，強度差，聚四氟乙烯纖維板容易翹曲，氧化鋁陶瓷則易碎；基片過厚時，同樣微波特性阻抗的微帶線寬度過大，可能產生橫向高次電磁場模式，也可能在基板厚度方向產生表面波模式，因而影響了電路的正常工作。對微帶線金屬膜材料的基本要求是：電導率高、穩定不氧化、蝕刻性好、容易焊接、容易淀積或電鍍，對基板附著力強。表1-8給出一些常用金屬導體材料。對于MIC來說，最常用的金屬

14、材料只是銅與金。材料 表面電阻率(f單位：HZ)趨膚濃度2GHZ（m）熱膨脹系數（10-8/）與介質附著力工藝方法銀（Ag）2.51.421差蒸發銅（Cu）2.61.518差電鍍蒸發、化學淀積金（Au）3.01.715差電鍍、蒸發鋁（Al）3.31.926差蒸發鉻（Cr）4.72.79好蒸發鈀（pd）3.611中蒸發、電鍍、濺射鉭(Ta)7.24.06.6好濺時三、標準微帶線 1、微帶線中的電磁場微帶線是MIC的基本元件，不論是MIC的使用者不是電路設計人都必須對微帶 線特性具有清楚的概念。微帶 線的結構與電磁場分布如圖所示。微帶 線基板厚度為H，相對介電常 數為r。當介電常數遠大于空氣介電常

15、數o，而且頻率較低時，電磁場基本上存于介質基板內。此時的電磁場模式可認為是橫電磁波，即TEM波。但實際上總會有一小部分電磁場存在于空氣中，在空氣和基板交界面處出現電向分量，因此稱之為準TEM波。微帶線上的電流密度分布如圖1-17（c）所示，微帶 邊沿電流密度大，是電流損耗的主要組成部分。 2、微帶線參數微帶 線的主要電參數是特性阻抗Zo，傳播波長g和有效介電常數e。根據微波傳輸線特性阻抗Z的定義式中L-單位線長的電咸；C單位線長的電容。如果把基片介電常數設為理想值ro=1，此時的特性陰抗用z01表示。當基片有效介電常數為e時，微帶線特性阻抗Zo將是微帶中波長g和空氣中波和o關系是有效介電常數的

16、數值是由電磁場 分布決定的。如果電磁場全部處于介質中,則e=r，但是由于電磁場的一部分存在于o=1的空氣中，因此g<r,e的嚴格計算是比較復雜的，不僅微帶電磁場分布不規則，而且隨著電波頻率的升高，電磁場的縱向分 量增加，磁場縱向分量增長比電磁縱向分量增長還要快。因此e也隨頻率變化，傳播波長和微帶特性阻抗都隨之而變。這就是色散現象。一般情況下，頻率低于45GHZ時，色散現象不嚴重。隨后，e將隨頻率增加而增加，例如12GHZ時的e將比4GHZ時大約增長5%左右。 3、微帶元件（1）基本微帶 元件最常用的基本微帶元件及其等效電路如圖1-8所示。微帶線段等效電路元件圖（d）表達式是jL=jZos

17、in細微帶的特性阻抗Zo較高，微帶線段具有串聯電感作用；寬微帶的特性阻抗低，等效為并聯電容。微帶線并聯開路分支圖（ c）的等效電路元件為當分支線長度即機械長度小于時，則等效為感抗。微帶線并聯短路分支圖（c）的等效電路元件為當分支線長度<90°時，并聯短路分支等效為并聯感抗>90°時，等效為容抗 。用這三種微帶元件即可組成變化多端的各種微帶電路。四、槽線與共面線槽線和共面線是MIC中常用的傳輸線，其共同特點是接地面與傳輸線在同一平面上。1、槽線槽線的結構和電路分布如圖所示。槽線中的磁場分布是縱向的，所以傳播的電磁場不是TEM波，基本上屬于TE波（橫電波）。主要的優

18、點缺點如下：（1）容易安裝有源器件。由于全部導體在同一平面上，安裝半導體有源器件時，無需像微帶那樣在基片上打孔控槽。簡化了工藝，增加了可靠性，便于集成。（2）容易獲得較高阻抗。標準微帶線的特性阻抗 最高可做到150。阻抗再高時，微帶 線太細，工藝誤差過大，而且容易斷線，而槽線分布電容小，阻抗高得多。（3）占據基片面積大。相應的集成電路尺寸要增大。（4）難于獲得低阻抗。細小槽縫的工藝加工困難 2、共面線1-13所示。外側兩條金屬膜是接地面，傳播的波也是準TEM模。它的優點也是容易安裝有源器件，尤其是對于平衡混頻器等兩支對稱二極管的電路非常方便。當基片常數較高時，電場大部分集中在介質中；介質中波長

19、短，同樣可以獲得小尺寸集成電路。五、MIC電路設計和工藝加工的要點1 1、微帶線條微帶線邊沿電場向兩側延伸，如圖1-7（b）所示，電場延伸距離大約等于2倍基片厚度。因此為避免線間耦合，微帶線間距離以及微帶 至外盒邊壁距離應保持為基片厚度的4倍以上。微帶 的特性阻抗抗 通常宜保持在12010之間，特性阻抗 過高，線條小于0.1 mm時，很難保證尺寸精度。 2、側向腐蝕裕量光刻腐蝕微帶線時，由于存在側向腐蝕作用，光刻所得的線條寬度比保護膜寬度要窄。線條變窄的比率和很多工藝因素有關。在化學藥液消耗大的局部區域，濃度降低，腐蝕速率降低，而z藥液流動性好的區域，保持較高較高濃率，各處也不全一樣。一般情況

20、下，可把微帶線寬加出12倍金屬膜厚作為腐蝕裕量。具體裕量值可根據各廠家工藝具體情況憑經驗確定。總體來說，金屬膜薄，而且腐蝕時不停攪動，可以減小側向腐蝕誤差和保持微帶邊沿光整。 3、接地通孔微帶接地是用金屬化通孔實現的。微帶 終端接地孔直徑必須大于微帶 線寬，否則將存在較大接地電感。對大面積接地情況，可設計成排的密排小孔。孔徑設計值不宜小于0.5mm，否則對孔壁進行化學沉積金屬層時不易保證質量。 4、有封裝晶體管焊接管腳 引線和微帶電路焊接時，必須焊至管腳靠近管殼的根部。因為設計電路時所用的器件S參數是從管殼邊實測的，否則管腳引線效應將影響電路性能。微波半導體管焊接前容易損壞。應該用非金屬鑷子取

21、拿，不能用手直接觸摸，以免人體靜電使微波管損壞。焊接操作時，手腕上宜帶防靜電接地鏈，地面鋪導電橡膠墊。焊劑用熔點為150以下的低溫焊錫，全電路各無源元件焊裝之后再焊接有源器件。5、管芯和梁式引線器件焊接管芯和梁式引線器件不僅尺寸極小，而且更容易被損壞。有些單片集成電路中有空氣橋，此種芯片和MIC混合組裝時，更要注意，用鑷子直接夾持或觸動有源區。大部分管芯北面有金屬化層，可以接在底板上。焊料常用錫金合劑（含金20%），以避免焊接過程中熔掉管芯的鍍金層。焊接時宜采用熱氣浴焊，外引線也可以用熱壓焊，但不宜用超聲壓焊。第五章 微波二極管一、低噪聲雙極晶體管普通三極管中常彩的頻率參數，如共基極截止頻率f

22、a，共射極截止頻率,甚至特征頻率（也稱增益帶寬積）在微波應用中，實用意義不大，微波低噪聲管最重要的微波電參數就是功率增益Gp，和噪聲系數Nf（1dB壓縮輸出功率P1dB將在功率管中討論。）1、功率增益Gp和S參數功率增益Gp定義為，在某一特定測試條件下，晶體管的輸出功率與輸入功率之比Gp=Po/Pi對于低噪聲晶體管，手冊中給出的常常是對應最小噪聲系數狀態下的功率增益，稱相關增益，常以Ga表示。對于小信號微波晶體管放大器的功率增益可采用下式進行設計；式中Ys實際源導納，Ys=Gs+jBs;Yog相應最大可用功率增益Gmax時的最佳源導納，Yog+jBog;Gp實際源導納Ys下的功率增益；Gmax

23、最佳源導納Yog下的最大可用功率增益；Rg增益電阻。常數，可以計算也可以測量求得。Gp等于常數的軌跡是在史密斯圓圖上，即要求把晶體管作為一個四端網絡，由生產廠提供必要的網絡參數。在低頻時可提供h參數，在高頻時常提供Y參數，到了微波頻率應提供是S參數。S參數是一組四個復數參數，即S11、S21和S22。微波晶體管的S參數可用輸入和輸出電流 i1和i2，輸入和輸出阻抗Zin和Zout以及輸入和輸出端所接無損傳輸的特性阻抗Zo表示。S11=輸入反射系數，當輸出接上匹配負載時（ZL=Zo） S21=正向傳輸系數，當輸出接上匹配負載時（ZL=Zo）S12=反向傳輸系數，當輸入接上匹配負載時（Zs=Zo）

24、S22= 輸出反射系數，當輸入接上匹配負載時（ZL=Zo）式中，Z，是實際信源阻抗，Zs=1/Y，rf和rr是微波晶體管的正向和反向電流傳輸因數： 各個頻率下的S參數可以采用微波網絡分析儀（如HP8510）在50的微波系統中測得。因為S參數是晶體管工作頻率和工作點的函數，所以設計時要注意選用相對的S參數數據。S參數對于線性小功率放大器的增益帶寬設計是一組非常重要的電參數，而且目前已達到很高的準確性。只要生產工藝穩定，對于同一管型的晶體管，其S參數離散很小，因而無需對每只晶體管都進行測試，往往是抽測部分樣品，給出該產品的典型值。2、噪聲系數Nf和噪聲參數晶體管噪聲系數Nf的基本定義是晶體管的輸入

25、端信號/噪聲功率比與輸出端信號/噪聲功率比的比值。 由式（3-15）還可以把噪聲系數理解為Gp=1時的噪聲放大倍數。雙極管的噪聲系數是頻率和工作點的函數，其噪聲系數隨頻率的變化如圖3-4所示。它可分為三個噪聲區。（1）低于頻率f1時，是1/f噪聲區，其噪聲源主要由載流子的表面復合與產生引起，這隨頻率呈2dB/倍頻程的規律下降。f1的系數值取決于晶體管的結構和制作工藝，目前良好的半導體工藝已可使f1達到十幾赫，甚至更低，這就是所謂的低頻低噪聲晶體管。（2）在f1和f2之間的頻率區稱為白噪聲區，這時晶體管中的噪聲源主要是熱噪聲和散粒噪聲，所以這線性工作頻率無關，保持一個恒定的噪聲系數。圖中的(3)

26、當頻率超過f2時，噪聲系數開始上升，當升高3dB時，達到頻率為發射極電阻，隨后噪聲系數將以6dB/倍額 的規律上升，這是由于晶體管的功率增益已開始以6dB/倍頻的規律下降，微波低噪聲晶體的研制任務就是要盡量降低白噪聲區的噪聲系數，并將f2向高端推移，實際的硅微波低噪聲晶體管絕大部分都工作在f2fN之間的頻率范圍。二、功率雙極晶體管1、輸出功率Po和最佳負載耗散功率大于1W的晶體管被定義為功率晶體管，它和低功率管的不同之處在與功率管的要求各更大的電流容量以提高輸出功率。為提高電流容量就要增大發射極周長以及發射區和基區面積，微波功率管的設計就是要求在盡可能小的基區面積內（滿足功率要求）獲得最小的發

27、射結面積和最大的發射極周長，這就比低噪聲管有更多的結構形式。目前常用的有三種電極結構，即梳狀結構、覆蓋結構和網狀結構。晶體管的輸出功率本質上取決于自身的電流和電壓的承受能力，微波功率管由于應用場合不同，有幾種輸出功率定義，不同定義的輸出功率值差判別很大，下面是幾種常用的輸出功率定義。（1）飽和輸出功率Po這是指微波功率管在特定的測試條件下，所能獲得的最大輸出功率，如圖3-8所示。為安全起見，實際功率管不可能工作在最大的飽和功率狀態，而是將接近飽和輸出功率的某一較大值作為飽和輸出功率Po。它反映了連續波使用時，功率管的最大可輸出功率。它都在丙類（或C類）工作時測得，處于很強的非線性工作狀態，失真

28、較為嚴重。（2）線性輸出功率P1dB也稱1dB增益壓縮時的輸出功率。晶體管在小信號工作時，其功率增益值保持不變，即圖3-8中直線段的斜率，但隨著輸入信號的增大，晶體管開始進入非線性區，這時功率增益將隨輸入增加而逐漸下降，當增益下降到比線性增益低2dB時，所對應的輸出功率即定義為1dB壓縮輸出功率P1dB，有時也簡稱為線性輸出功率，在多路通信應用中，對信號失真有較高的要求，所以應以P1dB作為對功率管的衡量指標。功率管的最在輸出功率，除與晶體管本身性能的好環有關外，還和負載阻抗 關系極大。在線性網絡設計中，為獲得最大輸出功率，常采用共軛匹配，但對功率管由于其輸入、輸出阻抗 的非線性，不可能實現共

29、軛匹配。但是，可以找到一個變換網絡，這個網絡可將50負載變換到這樣一個阻抗，其實部RL 可在集電極電壓Vcc下獲得最大輸出功率，其虛部可將晶體管內部寄生元件（Le,Lb和Cc等）調諧掉。這個變換網絡所變換成的阻抗，稱為最佳負載阻抗，也稱動態輸出阻抗，下面在功率增益中還將進行討論。2、功率增益Gp和大信號動態參數功率晶體管的功率增閃本質上取決于晶體管的fT及其動態阻抗 。其定義與低噪聲等完全相同，不過功率的測試往往是照顧獲得最大輸出功率Po，而對應的增益Gp就不是最大（兩者不可能同時最大），一般給出的Gp值都與輸出功率狀態相對應。功率管由于結面積增大，其輸入阻抗大大降低，發射極引線電感Le的負反

30、饋影響也大增加，其功率增益表示式為式中RL負載電阻；Re（Zin）動態輸入阻抗實部；r截止角頻率且r=2FT。這是器件研制者常采用的設計公式。由于功率放大器是非線性工作，小信號線性分析已不適用，這給功率放大器的設計帶來更多的困難，目前實際設計常采用以下三種方法，即動態阻抗法、大信號S參數法和負載和負載牽引法，因而對功率晶體要求給出各種相應的附加參數。3、熱阻對于行定的功率，其熱阻一般是固定的，這取決于晶體管的結構設計和工藝水平。使用中要注意的是生產廠給出的熱阻指標都要給出相應的殼溫或散熱器溫度，因此使用者要特別注意功率管的散熱，以使實際工作晶體管的殼溫低于給定的殼溫，或者降低使用功耗，才能使晶

31、體管的實際工作結溫較低，從而保證功率長期可靠的工作。實際使用中為保證器件長期可靠性的工作，一般都要降低工作結溫。我們選工作結溫為150 ，將Te=50 ，Tj=150 和Rth=10 /W代入式（3-22）求得PCM=10W ，即這時功率管不能工作在原事實上的最大功耗15W，而必須降至10W使用才行；如果又要在15W下工作，還要求結溫為150 ，另一辦法是強迫散熱，保證功率管的殼溫降至0 ，這仍然是依據式（3-22）求得，故式（3-22）是功率管熱電設計的一個重要公式。4、工作類別與抗負載失配能力（1）工作類別功率晶體管放大器常采用的工作類別有三類，即甲、乙、丙三類（也稱A、B、C三類）。線性

32、功率管放大器幾乎都采用甲類放大，其工作特征是發射極結處于正向偏壓，晶體管在靜態時維持較高的靜態直流電流。這類放大的特點增益高、噪聲低、線性好，但缺點是輸出功率小并且效率低，其理論最效率為50%，實際只有25%40%。因此功率管只在高線性要求時，才采用甲類放大。（2）抗負載失配能力功率晶體管在微波系統中應用時，為保證大功率和高增益都處于匹配狀態，這時經功率管放大輸出的微波功率都由負載吸收；然而由于某種原因引起輸出失配時，將會使微波功率管的負荷大大增加。一方面由于電感性負載的影響，會使加在集電極上的電壓增高，在丙類放大時，有可能達到幾倍于電源電壓，另一方面由于失配，反射 回來的微波功率也由微波管承

33、擔，這樣就可能使晶體管產生二次擊穿或此起其他熱電失效，從而燒毀功率管。而且失配愈嚴重。即電壓駐波比愈大，對功率管抗 燒毀能力的要求愈高，因此對負載失配的承受能力也是微波功率管的一項重要指標，常用功率管所能承受的電壓主駐波比數值來表征，如3：1；10：1或無窮大等，而且一般都指全相位的情況，即在等駐波圓內的所有負載情況下，都不會引起功率燒毀。其測試原理就是在Po測試系統中輸出調配器之后，串入一可變負載。首先將功率管調配至額定輸出功率，然后調節可變負載使之失配其失配狀態，即不同的電壓駐波比數值，可以從可變負載的刻度上讀出。這樣即可根據功率晶體管是否損環來判斷其抗電壓駐波比（VSWR）的能力。1三、

34、振蕩晶體管在振蕩器的應用中，對雙極晶體管的電參數和管殼結構都有一些特殊要求，為此目前已把振蕩晶體管例為單獨一類。目前除通常的微波晶體管振蕩器以外，為了穩頻和調頻又出現了聲表面波振蕩器（SAWO）、介質振蕩器（DRO）、壓控振蕩器（VCO）和YIG調頻振蕩器（YTO），前兩者屬于高穩定的固定頻率（可微調）振蕩器，后兩者屬于寬帶電調振蕩器。雙極晶體管振蕩器相位噪聲低、頻率穩定性好、動態范圍寬、效率高、輸出功率可以從瓦到幾瓦，因此已成為重要的微波頻率源。一般雙極管振蕩器都采用共基極電路。振蕩電路基本也是一個放大電路，但它的輸出可通過反饋元件向輸入端提供正反饋，從而引起振蕩。由于微波晶體管的振蕩頻率哥

35、以很高，有時不用外接反饋元件，單靠晶體管自身的分布參數產生振蕩。尤其值得指出的是在共基極接法中，晶體管內部的基極引線電感Lb起著正反饋的作用，更利于晶體管的起振。振蕩晶體管管殼的輸入、輸出電容比放大管管殼要求更為嚴格。另外，對于YIG電調振蕩器，絕對不能選用含有鐵磁材料的管殼，以免破壞YIG小球的磁碭分布。振蕩晶體管的主要微波電參數有振蕩頻率fo、振蕩輸出功率Po和相位噪聲。1、振蕩頻率fo它一般指在保證一定輸出功率電平下，微波晶體管所能達到的最高振蕩頻率。由于要保證振蕩輸出一定的功率，再加上電路損耗等因素影響，所能實現的振蕩頻率遠低于該晶體管的最高振蕩頻率fmax，它們之間也無固定關系，由實

36、際振蕩測試獲得。目前硅雙極管的振蕩頻率多在10GHZ以下，毫瓦級輸出的振蕩頻率可達20GHZ。2、振蕩輸出功率Po它是指在一定振蕩頻率fo下，晶體管所能輸出的最大振蕩功率。同樣的晶體管芯片，作振蕩用時，其輸出功率和效率一般要低于作放大用的輸出功率和效率。微波振蕩晶體管的輸出功率大多在十幾毫瓦至幾百毫瓦，在微波低端也可以輸出幾瓦，效率一般低于10%。如需要更大功率，可后接功率放大器。3、相位噪聲它是在距載頻率特定頻偏處，1HZ帶寬內的噪聲電平相對載頻電平的比值，以單位dBc/HZ表示。它反饋輸出頻率中的短期頻率改變。從晶體管本身特性來講，它取決于晶體管的閃爍噪聲，或稱1/f噪聲。晶體管的1/f噪

37、聲低，振蕩器的相位噪聲就小；反之，相位噪聲就大。由于雙極管不是表面型器件，其pn結有源區深入芯片內部，而下面要介紹硅MOS FET和CaAs的MES FET屬于表面型器件，因此雙極晶體管具有更低的相位噪聲。目前報導，雙極管振蕩器的相位噪聲要比CaAs FET低一個量級。第六章 低噪聲放大器一、噪聲系數與噪聲溫度低噪聲放大器在任何為微波接收系統中部處于前端位置，這是因為微波系統的噪聲系統，基本上取決于前級放大器的噪聲系數，所以低噪聲放大器是接收系統中相當重要的部件。任意微波部件的噪聲系數Nf定義如下：式中Nf微波部件噪聲系數。Sin,Nin分別是微波放大器輸入端的信號功率和噪聲功率；Sout,N

38、out分別是微波放大器輸出端的信號功率和噪聲功率；從式可以看出，噪聲系數的物理含義是：信號通過放大器之后，由于放大器產生噪聲，使信噪比變壞，信噪比下降的倍數的是噪聲系數。通常，噪聲系數用分貝數表示，此時隨著微波晶體管工藝技術的進步，肖特基柵場效應晶體管MES FET和高遷移率場效應晶體管HEMT的噪聲系數不斷下降。HEMT管的噪聲系數在Ku波段約為0.7dB，在C波段甚至低達0.2dB。此時放大器的系數很小，用噪聲系數表示方法很不方便，因此，改用等效噪聲溫度的表示方法。根據噪聲系數公式，可改寫成下式，并畫出放大器電路如圖所示。式中，G是放大器功率增益。圖中是信號源電阻Rg產生的噪聲電動勢的平方

39、 值。式中k玻耳茲曼常數,k=1.38X10-23j/k;To環境溫度，通常取為293K。f放大器通頻帶。對于微波系統來說，Rg是50系統標準阻抗。當放大器和信源阻抗 匹配時，放大器輸入端噪聲功率為Nin=kTo f將此值代入式，即得不難看出，放大器輸入的噪聲功率是信源阻抗 在To時產生的熱噪聲， 那么放大器自身產生的噪聲也可看成一個Te的物體產生的熱噪聲，這里可以把T，理解為放大器的等效噪聲溫度，這時放大器輸出噪聲功率為得到移項即得到放大器噪聲溫度Te和噪聲系數的關系利用公式可得出噪聲系數與噪聲溫度對應關系，見下表所列（To=29k）。對于理想無噪聲放大器來說，Te等于零。目前C波段優良的低

40、噪聲放大器的噪聲溫度可達到2030K。噪聲系數和噪聲溫度關系Nf(dB)0.10.20.30.40.50.60.70.8.091.01.5233.544.5510Nf1.02331.0471.0721.0961.1221.1481.1751.2021.231.2591.4131.5851.9952.2392.5122.8183.16210Te(k)6.8213.8120.9628.2735.7543.4151.2459.2637.4775.87120.9171.3291.6362.9442.9532.8633.52930二、功率增益、相關增益與增益平坦度1、功率增益微波放大器功率增益有多種定義

41、，比如資用增益、實際增益、共軛增益、單向化增益等，其原理可參考有關書籍。對于實際的低噪聲放大器，功率增益通常是指信源和負載都是50標準阻抗 情況下實測的增益。實際測量時，常用插入法，即用功率計先測信號源能給出的功率P1；同志把放大器接到信源上，用同一功率計測放大器輸出功率P1，功率增益就是在測量中，信號源和功率計都是標準50 ，所測P1是信號源資用功率，而P2則代表50 負載能獲得的功率。從這個意義上講，功率增益G中考慮了放大器輸入和輸出失配所造成的增益下降因素。2、相關增益低噪聲放大器都是按噪聲最佳匹配進行設計的。噪聲最佳匹配點并非最大增益點，因此增益G要下降。噪聲是最佳匹配情況下的增益稱相

42、關增益。通常，相關增益比最大的增益大約低24dB。功率增益的大小還會影響整機噪聲系數，下式給出簡化的多級放大器噪聲系數表達式：式中Nf放大器整機噪聲系數；Nf1,Nf2,Nf3分別是第1，2，3級的噪聲系數；G1，G2，分別是第1，2級功率增益。從上式可知，只有當前級增益G1和G2足夠時，整機噪聲才能接近第1級的噪聲。在微波系統中，低噪聲放大器看成為第1級，而后面的混頻接收部件可看成為第2級，那么低噪聲放大器的功率增益就必須足夠高，才能壓制掉后級噪聲的影響。作為成品微波低噪聲放大器的功率增益，一般是2030dB范圍。3、增益平坦度增益平坦度是指工作頻帶 內功率增益的起伏，常用最高增益與最小增益

43、之差，即G（dB） 表示，如圖4-2所示，比如允許全頻帶f之內，G（dB）2dB。在多路通信的情況下，低噪聲放大器對全部信道放大，后接終端機進行分路。每個信道的信號只占幾十兆赫，對于每個信首信號，增益起伏不能太大，這時常用增益斜率dB/MHZ來表示，比如增益斜率要求為G=0.05dB/10MHz0.1dB/10MHz.對于低噪聲放大器來說，就是全頻內增益變化要平緩，不允許增益有陡變。 三、工作頻帶考慮到噪聲系數是主要指標，但是在寬頻帶情況下難于獲得極主低噪聲，所以低噪聲放大器的工作頻帶一般不太寬，較多為20%上下。工作頻帶f的含義也標注在上圖中。工作頻帶有不僅是指功率增益滿足平坦要求的頻帶范圍

44、，而且還要求全頻帶內噪聲要滿足要求，并給出各頻率點的噪聲系數。微波低噪聲放大器成品大都不給出工作頻帶以外的幅頻形狀。有些設計不良的產品，頻帶形狀并不像上圖所示，而可能是下圖形狀，頻率低端帶外有較大增益突起，頻率高自身增益大約是以每倍頻程6dB規律下降，在低頻端增益低，而高端增閃則易于跌落。四、動態范圍動態范圍是指低噪聲噪聲放大器輸入信號允許的最小功率和最在功率的范圍。動態范圍的下限是受噪聲性能所限。當放大器的噪聲系數Nf已給出定時，輸入信號功率允許最小值是Pmin=Nf(kTo fm)M式中fm微波系統的通頻帶 （例如中頻放大器通頻帶）M微波系統允許的信號噪聲比，或信號識別系數。To環境溫度，

45、293K。由式可知，動態范圍下限基本上取決于放大器噪聲系數，但也和整個系統的狀態和要求有關。例如，電視信號微波中繼每信道頻等fm-40MHZ，信號噪聲比M=10，放大器噪聲系數Nf=1.2(0.8dB),動態范圍下限是Pmin=7.23x10-9mW-81dBm.動態范圍的上限是受非線性指標限制的。有時動態范圍上限定義為放大器輸出功率呈現1dB壓縮點時的輸入功率值；有時要求更嚴格些，則定義為放大器非線性特性達到指定三階交調系數時的輸入功率值。動態范圍上限值基本上取決于放大器末級FET的功率容量。小信號FET管1dB壓縮點輸入功率范圍是110dBm。若按前面的舉例，動態范圍將是8090dB。1五

46、、端口駐波比和反射損耗低噪聲放大器主要指標是噪聲系數，所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設計的，其結果必然偏離駐波比最佳的共軛匹配狀態，因此駐波比不會很好。此外，由于微波場效應晶體管或雙極型晶體管，其增益特性大體上都按每倍頻程以6dB規律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內平坦增益特性，在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下，只能彩低頻端失配的方式壓低增益，以保持帶內增益平坦，因此端品駐波比必然是隨頻率降低而上升高。第七章 功率放大器一、工作頻帶工作頻帶是指放大器應滿足全部性能指標的連續頻譜范圍。二、輸出功率像噪聲系統一樣，最好的功率匹配并不能得到最好的增益匹配，考慮放大器輸出功率

47、時，必須會影響增益。通常高功率器件的增益低于低功率器件的增益，而在寬帶系統中要想得到較好的功率輸出是很難實現寬帶匹配。1、飽和輸出功率當功率放大器的輸入功率加大到某一值后，再加大輸入功率并不會改變輸出功率的大小，該輸出功率稱為功率放大器的飽和輸出功率是個常數。在實際功率放大器中，在某一個頻率處增加輸入功率，通常用相對某一個輸出功率處的飽和濃度表示，相應的輸出功率稱為飽和輸出功率，典型的測量點是7dB壓縮點。2、1dB壓縮點輸出功率P1dB功率放大器增益壓縮1dB所對應的輸出功率稱為1dB壓縮點輸出功率，記作P1dB。三、功率效率和功率附加效率功率放大器的功率效率p是功率放大器的射頻輸出功率與供

48、給晶體管的直流功率之比。表示了功率放大器把直流功率轉換成射 頻功率的能力，定義為：對于雙極晶體管情況，p稱為停電極效率，對于MOSEFT和MESFET，稱之為漏極效率。顯然，這種定義并沒有考慮晶體管的放大能力，即具有相同功率效率的兩個晶體管的功率增益可以差別很大。通常，在設計功率放大器時，希望用功率增益高的功率晶體管。為此又給出另一種定義add稱為功率放大器的功率附加效率，它反映了直流功率轉換成射頻功率的能力，又反映了放大射 功率的能力。很明顯，用功率附加效率add衡量功率放大器的功率效率是比較合理的。四、交調失真交調失真是具有不同頻率的兩個或更多的輸入信號經過功率放大器而產生的混合分量，它是

49、由于功率放大器的非線性造成的。若輸入L個信號，其角頻率分別是1、23，由于功率放大器的非線性作用，輸出分量中將包含許多混合分量。m 1±m ±2±p 1m、n、p=0，1，2，各分量分別稱為（ m+n+p）階交調分分量功率放大器的非線性越強，交調分量越大。交調分量的大小可以用交調系數表示，假如輸入L個等幅信號，（m+p）階交調系數可以寫成式中，P1，、Pl分別對應于角頻率1、l的基波輸入功率；Pm+n是（m+p）階交調功率。Mm+p的單位是dBc，它的含義是交調分量比載頻分量的分貝數。1、三階交調等幅信號輸入功率放大器時，輸出信號中存在各種階次的交調分量，其中三階

50、交調分量（）與基波信號角頻率（）非常接近，不可能把它從信道 中濾除，因此，三階交調分量就成為干擾信號。同理，五階交調分量（）也是干擾信號，但它比三階交調分量要小得多， 在系統要求不嚴時可以不考慮。三階交調系數 (dBc)式中，Pi和Pi+1是分別對應角頻率的基波信號輸入功率；P3是三階交調頻率（）處的三階交調功率；三階交系數是度量微波功率放大器非線性的一項重要指標，不同的系統對它的要求是不一樣的。（3）三階交調交截點下圖中基波信號輸出功率特性延長線與三階交調特性處長線的交戰稱三階交調交截點，用符號IP3表示，對應的輸出功率是PI，它也反映了微波功率放大器的非線性，當輸出功率一定時，三階交調交截

51、點輸出功率Pi越大，微波功率放大器的線性就好。由pI也可以估計三階交調系數式中，Pout是基波信號輸出功率。所有變量都是以dB為運算單位，它只適用信號功率較小的情況。三階交調交截點比1dB壓縮點10dB，它是放大器在A類工作的一個假想點。2、二階交調（1）二階交調系數兩個角頻率為W1和W2的乖幅基波信號同時輸入微波功率放大器時，非線性引起的二階交調階交調（）失真比二次諧波（2）失真嚴重，大了6dB，它也比三階交調失真嚴重。由于二階交調是二階非線引起的失真，從電路結構的角度分析，可以用平衡電路減小這種失真。此外，在窄帶系統中，二階交調分量偏離基波信號頻率較遠，可以采用濾波技術減小它對系統的影響，

52、故設計窄帶功率放大器時并不考慮這一項技術指標。而在多信號寬帶傳輸系統（如電纜電視系統）中，二階交調產物是落在信號通道內，此時，無法用波器去減小它對系統的影響，因此，設計寬帶功放時必須考慮這一項技術指標。二階交調系數 (dBc)式中 P2頻率為的二階交調功率；P1和P2對應角頻率的信號輸出功率。因此，在多信號寬帶傳輸系統中，二階交調系數也是功率放大器非線性的一項重要指標，它的大小取決于電路結構及其工作狀況。3、三拍失真具有三個不同角頻率w1,w2和w3的信號同時輸入到功率放大器時，其中非常接近，而W3離開w1和w2比較遠，這時在功率放大器輸出端出現失真分量。通常把這種失真歸結為三階失真這一類。為

53、了把它與三階失真區分開，也把這種失真稱為三拍失真。 五、交擾調制失真在微波功率放大器中，由于非線性作用，一個信號的調制被轉換到另一個信號上的現象被稱為交擾調制。當輸入信號是上式中包含一個無調制載頻和一個幅度調制信號，調制頻率是展開上式，有由上式看出，一個調制信號和一個調制信號可以被 盾成四個獨立的信號，寫成其中，在輸出信號中，交擾調制失真出現在處，由于這就可以把交擾調制邊帶 看成是四個信號（）引起的三拍失真分量，從式（6-18）和（6-19）可以看出，它包含下述兩種情況。 六、調幅一調相轉換1、調幅一調相效應分析大信號通過微波功率放大器時，輸出信號會產生相移，相移大小隨輸入信號功率的大小而變化

54、，這種現象稱之為調幅一調相效應。微波功率放大器可以看成是一個三階非線性系統，它的載波輸出信號同時含有一階及三階成分式中基波信號的角頻率；k1和k2非線性系統的一階和三階系數；A基波輸入信號幅度。如果電路中包含容性非線性元件，則一階和三階系數之間就有相位差（既不是0°，也也不是180 °）。由上式看出，載波輸出信號的相位與輸入信號幅度有關。顯然，調幅一調相效應是增益壓縮直接表現的結果，增益壓縮得越厲害，調幅一調相效應就越強，電路進入飽 和狀態后，調幅一調相效應將非常嚴重。在通信系統及圖像傳輸系統中，調幅一調相效應的存在，會使群時延失真，微分相位，微分增益和交調失真變壞。因此希望盡可能減小功率放大器的調幅調相效應。七、諧波失真當信號增加到一定程度，功率放大器因工作非線性區而產生一系列諧波。對于窄