1、. . . . 摘要隨著全控型快速半導體自開關器件和智能型高速微控制芯片的發展，數字化 PWM 成為 PWM 控制技術發展的趨勢。但是傳統的 SPWM 法比較適合模擬電路實現，不適應于現代電力電子技術數字化的發展趨勢。電壓空間矢量脈寬調制(Space-Vector Pulse Width Modulation，簡稱 SVPWM)控制技術是一種優化了的 PWM 控制技術，和傳統的 SPWM 法相比，不但具有直流利用率高，輸出諧波少，控制方法簡單等優點，而且易于實現數字化。 本文首先對脈寬調制技術的發展現狀進行了綜述，在此基礎上分析了電壓空間矢量脈寬調制技術的發展現狀；接著對空間電壓矢量脈寬調制技

2、術(SVPWM )的基本原理進行了詳細的分析和推導，SVPWM 是基于磁鏈追蹤的思想，它以三相對稱正弦波電壓供電下三相對稱電動機定子理想磁鏈圓為基準，由三相逆變器不同開關模式下所形成的實際磁鏈矢量來追蹤基準磁鏈圓的，在追蹤的過程中，逆變器的開關模式作適當的切換，從而形成 PWM 波;然后詳細分析了電壓空間矢量脈寬調制技術的調制波。隨著電力電子裝置等非線性電力負荷的廣泛應用,電網諧波問題日益嚴重。它不僅影響著電力用戶的用電質量,也威脅著電力系統的安全、經濟運行。因此,諧波抑制已成為當今電能質量領域中的重要研究課題之一。有源電力濾波器(Active Power FilterAPF),具有無源濾波器

3、所無法比擬的優點,是今后配電系統諧波抑制裝置的發展方向。本文在綜述并聯型有源電力濾波器的結構、原理和控制方法的基礎上,著重研究了電壓空間矢量 PWM 控制技術在有源電力濾波器中的應用。文章還詳細分析了 SVPWM 法的基本調制方式，在前人研究的基礎上對現有的 SVPWM 控制算法進行了一些改進，重點分析了過調制和扇區過渡兩種特殊情況下的控制算法。利用 MATLAB7.0 軟件中的動態仿真工具 SIMULINK 對改進之后的控制算法進行了動態仿真，通過仿真分析驗證了改進后控制算法的正確性。在此基礎上，建立了 SVPWM 逆變器在有源電力濾波器中的仿真模型。關鍵字關鍵字：諧波補償；SVPWM；有源

4、電力濾波器；MATLAB. . . . I / 42AbstractAbstract Together with the continual development of all-controlled fast semiconductorself-turn-off devices and intelligent high-speed microcontroller, the digitized PWM isbecoming the trend of PWM control technique development. But the analogue electriccircuit cant

5、realize the traditional SPWM method easily. The traditional SPWM cannot adapt to the development trend of the digitization of the modem power andelectric. Space-vector pulse width modulation(SVPWM) a kind of superior zed PWMcontrol technique: achieving the effective utilization of the DC supply volt

6、age(compared with the traditional SPWM,reduced by 15.47%),having littleharmonic output and the easy control method, furthermore easy to realize thedigitization. The article presents the developing condition of PWM and SVPWM first.Then thetheory of SVPWM is discussed in detail.The SVPWM is based on t

7、he thought ofmagnetic chain tracking.It makes the ideal magnetic chain circle of three-phasedsysmmetry electric motor supplied by three-phased sysmmetry sine wave voltage forbasisuses the practical magnetic chain vector formed by the different switch modes ofthree-phasedtrackingtheinverter to track

8、the basic magnetic chain circle.During the course ofinverter changes the switch modes properly to form the PWMwaves.Then the modulation wave of SVPWM is analyzed in detail.With more and more application of the nonlinear load, for example power electronic equipment, the powerquality problem caused by

9、 the harmonic in power net becomes increasingly important. It not only affects the powerquality of consumers but also intimidates safe and economy operation of power system. The active power filter(APF) has some advantages that the passive filter cant reach and it is the development trend of harmoni

10、csuppression in power net. The structure, principle and control strategy are summarized in the paper, and the use of space vector PWMin APF is studied in detail.At the same time,the basic modulation method of SVPWM is analyzeddetailly.Some improvements are carried in the existed control method of SV

11、PWM onthe basis of fore persons reserch.The improvedcontrol method is simulateddynamically by using MATLAB7.0/SIMULINK dynamic simulation sofeware.Itproved the accuracy of the improved control method by analyzing the result of simulation. The simulated model of active power filter fed by SVPWM inver

12、ter is . . . . II / 42set up.KeywordsKeywords：Harmonic Compensation；SVPWM；Active Power Filter；Matlab目錄第一章緒論 11.1 脈寬調制(PWM)技術發展概況 11.1.1 脈寬調制(PWM)技術的發展現狀 11.1.2 脈寬調制(PWM)技術的應用 31.2 電壓空間矢量脈寬調制(SVPWM)技術發展概況 41.3 有源電力濾波器的國外研究現狀 51.4 課題研究的意義與主要工作 5第二章空間矢量脈寬調制技術的理論基礎 72.1 電壓空間矢量的概念 72.2 三相逆變器的基本電壓矢量 8第三章有

13、源電力濾波器的研究 113.1 有源電力濾波器的數學模型 113.2 APF 的種類 123.3 APF 的諧波檢測方法 143.3.1 基于頻域的檢測方法 143.3.2 瞬時空間矢量法 143.3.3 有功分離法 143.3.4 自適應檢測法 143.3.5 同步測定法 153.4 APF 的補償電流控制方法 153.4.1 三角載波控制 153.4.2 滯環比較控制 153.4.3 變結構控制 153.4.4 無差拍控制與差拍控制 163.4.5 單周控制（又稱積分復位控制）16. . . . III / 423.4.6 空間矢量脈寬調制 16第四章 SVPWM 控制算法 174.1 參

14、考電壓所在扇區的確定 174.2 相鄰兩個基本矢量作用時間的計算 194.2.1 常規 SVPWM 模式下，計算兩個基本矢量作用時間 194.2.2 過調制暫態的處理 214.3 矢量作用時間的切換點確定與 PWM 脈沖的生成 22第五章 SVPWM 控制算法仿真 265. 1 MATLAB 動態仿真工具 SIMULINK 簡介 265.2 SVPWM 的 SIMULINK 的實現 275.3 仿真結果與分析 315.3.1SVPWM 逆變器供電下三相有源電力濾波器系統仿真模型 315.3.2 仿真結果 325.3.3 仿真結果分析 34第六章結論與展望 366.1 結論 366.2 展望 3

15、6致 37參考文獻 38. . . . 第一章 緒論1.1 脈寬調制(PWM)技術發展概況1.1.1 脈寬調制(PWM)技術的發展現狀 1964 年，德國的 A. schonung 等率先提出了脈寬調制變頻的思想，他們把通訊系統中的調制技術推廣應用于交流變頻。用這種技術構成的 PWM 變頻器基本上解決了常規六拍階梯波變頻器中存在的問題，為近代交流調速系統開辟了新的發展領域。隨著全控型快速半導體自開關器件的發展，PWM(Pulse Width Modulation)控制技術得到了快速的發展。PWM 控制方式就是對逆變電路開關器件的通斷進行控制，使輸出得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖，用這些脈

16、沖來代替正弦波或所需要的波形。按一定的規則對各脈沖的寬度進行調制，既可改變逆變電路輸出電壓的大小，也可改變輸出頻率。PWM 控制技術僅用一組就具有調壓功能和諧波控制能力，由于它具有輸出接近正弦波和輸入功率因數高的特點，所以無論對于交流調速還是不停電電源 UPS 等都極為難得，它有利于簡化結構，改善性能和提高效率。由于上述原因，PWM 技術頗引人注意，人們對 PWM 技術進行了深入的研究，得到了許多改進的 PWM 方法。圖 1.1 列出了脈寬調制方法的分類。脈寬調制方法 按輸出電壓極性按調制信號形狀按開關頻率單極性 PWM雙極性 PWM正弦波 PWM矩形波 PWM同頻式倍頻式圖 1.1 脈寬調制

17、方法的分類目前，在 PWM 控制方法中使用最多和研究最多的是正弦波 PWM，即 SPWM 方法。為了改善輸出波形、減低諧波含量以與優化某項性能指標，人們又將 SPWM技術進行了優化和完善，提出了各類新型 SPWM 方法，圖 1.2 列出了這些新型方法。 1、三角載波調制法：目前，這種方法應用最為廣泛，正弦調制波(SPWM). . . . 1 / 42是它的基本型，其它形狀的調制波主要是為了提高直流電源的利用率并改善輸出正弦波形的頻譜。它的特點是控制靈活，有快速的動態響應，可以進行瞬時值控制。2、預定相位法：它的主要特點是離線計算出各開關點的時刻和開關器件的通斷次序，存于計算機的存儲器中，依靠數

18、字電路或計算機來實現要求的波形。由于微機系統體積的縮小，性能價格比的提高，出現了各種形式的相位預定法，其中較有優勢的是以下幾種：三角載波調制法調制法SVPWM正弦調制波梯形調制波正弦矩形調制波矩形調制波跟蹤型 PWM 法磁鏈追蹤型PWM 法預定相位法相移 PWM 法其他優化調制波諧波消除法改進 SPWM 法最優 PWM 法正弦脈寬調制方法圖 1.2 常用 SPWM 控制方法的分類 (1)諧波消除法：其思想是控制 PWM 輸出波形中的各個轉換時刻，保證四分之一波形的對稱，根據輸出波形的傅立葉級數展開式，將要消除的諧波幅值以與要控制的基波幅值組成非線性超越方程組，利用數值方法離線計算出各開關的通斷

19、時刻，達到完全消除預定諧波和控制基波幅值的目的。 (2)改進 SPWM 法：這類方法有采樣式 SPWM 法、區段面積等值法等，其實質是將調制波(一般為正弦波)周期分成 n 等份，在每一等份的觸發脈沖寬度上做文章。采樣式 SPWM 法使脈沖寬度正比于該等份的正弦波面積。 (3)最優 PWM 法：這種方法是依據應用的最優準則(諧波電流失真度最小、脈動轉矩最小或磁通軌跡最圓等)構造目標函數，利用優化算法離線計算各個開關的通斷時刻。. . . . 2 / 42 預定相位法的共同特點是控制性能好，抗干擾性好，可以最優化，但無法進行瞬時值控制。 3、 調制法：又稱跟蹤 PWM 法或自適應電流控制 PWM，

20、該技術是基于電流控制的，將實際的輸出電流與調制波相比較，在電流超出某一規定的滯后區域情況下，控制逆變器反相，使電流衰減，反之亦然，迫使實際電流在所需的滯后區域之跟蹤調制波。 4、相移 PWM 法：以控制輸出電壓為目的。它將若干個逆變橋在輸出端用變壓器藕合在一起，依靠調節橋與橋之間的相移角可以控制輸出電壓。它可以在不增加每臺變流器的開關頻率的條件下，提高整個系統的等效開關頻率。 5、電壓空間矢量脈寬調制(PWM)技術，又稱磁鏈追蹤型 PWM，它是從電動機的角度出發，著眼點在于如何使電動機獲得圓磁場。它是以三相對稱正弦波電壓供電時交流電動機的理想磁鏈圓為基準，用逆變器不同開關模式所產生的實際磁鏈矢

21、量來追蹤基準磁鏈圓，由追蹤的結果決定逆變器的開關模式，形成PWM 波。1.1.2 脈寬調制(PWM)技術的應用 近 10 年來由于 PWM 控制技術可以極其有效地進行諧波抑制，而且它的動態響應好，在頻率、效率諸方面有著明顯的優點，因而其在電力電子領域得到了廣泛的應用，并對電力電子技術產生了十分深遠的的影響。PWM 控制技術在交-直、直一直、交一交、直一交所有四大類交流電路中都已得到了廣泛地應用。 1、直流斬波電路實際上就是直流 PWM 電路，這是 PWM 控制技術應用較早也成熟較早的一類電路，把直流斬波電路應用于直流電動機調速系統，就構成廣泛應用的直流脈寬調速系統。2、交流一交流變流電路中的斬

22、控式交流調壓電路和矩陣式變頻電路是 PWM控制技術在這類電路中應用的代表。目前，其應用都還不多，但矩陣式變頻電路因其容易實現集成化，可望有良好的發展前景。3、 PWM 控制技術在逆變電路中的應用最具代表性。可以說，正是由于 PWM控制技術在逆變電路中的廣泛而成功的應用，才奠定了 PWM 控制技術在電力電子技術中的突出地位。除功率很大的逆變裝置外，不用 PWM 控制的逆變電路已十分少見。可以說 PWM 控制技術正是賴于在逆變電路的應用才發展得比較成熟，才確定了它在電力電子技術中的重要地位。4、PWM 控制技術用于整流電路即構成 PWM 整流電路。這種技術可以看成逆變電路中 PWM 控制技術向整流

23、電路的延伸。PWM 整流電路已經獲得了一些應用，并有良好的應用前景。綜上所述，在電氣傳動中，廣泛地應用 PWM 控制技術，PWM 就是利用半導體開關器件的導通與關斷把直流電壓變成電壓脈沖序列，并通過控制脈沖寬度和脈沖列的周期以達到變壓變頻與控制和消除諧波的目的。隨著電氣傳動系統. . . . 3 / 42對其控制性能的要求不斷提高，人們對 PWM 控制技術進行了深入研究：從最初追求電壓波形正弦，到電流波形正弦，再到磁通正弦，PWM 控制技術得到了不斷的創新和完善。1.2 電壓空間矢量脈寬調制(SVPWM)技術發展概況傳統的正弦脈寬調制(SPWM)技術是從電源的角度出發的，其著眼點是如何生成一個

24、可以調頻調壓的三相對稱正弦波電源。常規 SPWM 法已被廣泛地應用于逆變器中，然而常規 SPWM 不能充分利用饋電給逆變器的直流電壓，逆變器最大相電壓基波幅值與逆變器直流電壓比值為 1/2，即逆變器輸出相電壓峰值最大為 0.5 Ud (Ud 為逆變器的直流電壓)，直流利用率低。通過采用諧波失真的方法來增加三相 PWM 逆變器的輸出電壓，可以使 PWM 逆變器最大相電壓基波幅值增加約 15%，但該方法的效果并不理想，因此它的實際應用受到很大的限制。并且 SPWM 逆變器是基于調節脈沖寬度和間隔來實現接近于正弦波的輸出電流，這種調節會產生某些高次諧波分量，引起電機發熱，轉矩脈動過大甚至會造起系統振

25、蕩。一些學者在此基礎上提出了選擇諧波消除法和梯形脈寬調制法(PWM)，但指定諧波消除法運算量大，且占用相當大的存，實現起來比較困難；TPWM 逆變器輸出波形中諧波分量比 SPWM 逆變器還多，結果并不理想。而且，傳統的高頻三角波與調制波比較生成 PWM 波的方式適合模擬電路，不適應于現代化電力電子技術數字化的發展趨勢。因此，常規 SPWM 法不能適應高性能全數字控制的交流伺服驅動系統的發展趨勢。 80 年代中期，德國學者 H. W. Van Der Broek 等在交流電機調速中提出了磁鏈軌跡控制的思想，在此基礎上進一步發展產生了電壓空間矢量脈寬調制(Space-Vector Pulse-Wi

26、dth Modulation，簡寫為 SVPWM)的概念。SVPWM，又稱磁鏈追蹤型 PWM 法，它是從電動機的角度出發，其著眼點是如何使電機獲得圓磁場。具體地說，它是以三相對稱正弦波電壓供電下三相對稱電動機定子理想磁鏈圓為基準，由三相逆變器不同開關模式下所形成的實際磁鏈矢量來追蹤基準磁鏈圓，在追蹤的過程中，逆變器的開關模式作適當的切換，從而形成PWM 波。采用空間矢量 PWM(SVPWM)算法可使逆變器輸出線電壓幅值最大達到 Ud,比常規 SPWM 法提高了約 15.47%。并且，由于 SVPWM 有多種調制方式，所以 SVPWM控制方式可以通過改變其調制方式來減少逆變器功率器件開關次數，從

27、而降低功率器件的開關損耗，提高控制性能。在同樣的采樣頻率下，采用開關損耗模式 SVPWM 法的逆變器的功率器件開關次數比采用常規 SVPWM 法逆變器的功率器件開關次數減少了 1/3，大大降低了功率器件的開關損耗。SVPWM 實質是一種基于空間矢量在三相正弦波中注入了零序分量的調制波進行規則采樣的一種變形SPWM，是具有更低的開關損耗的 SPWM 改進型方法，是一種優化的 PWM 方法，能明顯減少逆變器輸出電流的諧波成分與電機的諧波損耗，降低電機的脈動轉矩，. . . . 4 / 42且 SVPWM 其物理概念清晰，控制算法簡單，數字化實現非常方便，故目前有替代傳統 SPWM 法的趨勢。而隨著

28、智能型高速微控制芯片的發展、指令周期的縮短、計算功能的增強與存儲容量的增加，使得數字化 PWM 有了更廣闊的應用前景。因此，近些年來電壓矢量脈寬調制技術得到了快速地發展，在電氣傳動的許多方面得到了廣泛的應用。1.3 有源電力濾波器的國外研究現狀 早在 20 世紀 70 年代初，日本學者赤木泰文Akagi H就提出了有源電力濾波器的概念，當時由于電力電子器件制造水平的限制，這項技術沒有引起廣泛的關注。直到 80 年代，隨著大中功率全控型半導體器件的成熟，脈寬調制(PWM )控制技術的進步以與赤木泰文Akagi H瞬時無功功率理論的提出，有源電力濾波器才得到迅速發展和完善。作為改善供電質量的一項關

29、鍵技術，有源電力濾波器在日本、美國、德國等工業發達國家得到了高度的重視和日益廣泛的應用，目前世界上 APF 的主要生產廠家有日本三菱電機公司、美國西屋電氣公司和德國西門子公司等。我國在有源電力濾波器方面的研究起步較晚，1989 年才有這方面研究的文章出現，1993 年才見到試驗性的工業應用實驗。但近十幾年來，越來越多的研究單位對有源濾波技術開展了深入的理論研究和實驗，這些研究有的已達到或接近國際先進水平。當前研究工作的關鍵是加快有源電力濾波器在生產實際中的應用，提高實際應用水平。1.4 課題研究的意義與主要工作隨著微機技術的發展，指令周期的縮短，計算功能的增強，存儲容量的增加，數字化 PWM

30、將有更廣闊的前景。數字化 PWM 是 PWM 控制技術發展的主流方向。但傳統的 SPWM 法比較適合于模擬電路實現，而不適應于現代電力電子技術數字化的發展趨勢。故一直以來人們都在努力研制一種新型的易于實現數字化的 PWM 控制方法。八十年代中期，國外學者 H. W. Vander.Broek 等在交流調速中提出磁鏈軌跡控制的思想，進而發展產生了電壓空間矢量脈寬調制(SVPWM)的概念。SVPWM控制技術是一種優化了的 PWM 控制技術。和傳統的 SPWM 法相比，SVPWM 法具有直流利用率高(比傳統的 SPWM 法提高了約 15%)，諧波少，控制簡單，易于數字化實現等優點。而且電壓空間矢量的

31、不同調制方法在不同程度上可以緩解開關頻率與開關損耗之間的矛盾問題。正是由于 SVPWM 控制的這些優點，使得本課題的研究具有現實意義。隨著電力電子技術的發展，大量由電力電子開關構成的、具有非線性挑特. . . . 5 / 42性的用電設備使電網中的諧波污染狀況日益嚴重。電網中的高次諧波會對電力系統中的各部分設備造成嚴重影響，因此，必須采取有效的措施來消除電網中的高次諧波。目前大量采用并聯型無源濾波器來抑制諧波，但由于并聯型的無源濾波器存在不少問題，影響到實際應用。所以目前的趨勢是采用電力電子裝置進行諧波補償，這就是電力有源濾波器( APF)。與無源濾波器( PF)相比,電力有源濾波器能對變化的

32、諧波進行迅速的動態跟蹤補償，而且補償特性不受電網阻抗的影響。有源電力濾波器是當前對電網中諧波污染補償或抵消的有效手段，本文對有源電力濾波系統的工作原理進行了理論研究和分析。MATLAB /SIMULINK 提供的 SimPower 工具箱基本涵蓋了電力系統建模和仿真的各個方面。利用SimPower 工具箱對有源電力濾波器裝置進行了建模和仿真，能夠將有源電力濾波器的工作過程與有關波形準確直觀地顯示出來，驗證了理論分析的正確性。本文主要要完成以下幾項任務：1、詳細分析空間電壓矢量脈寬調制(SVPWM)技術的基本原理。2、簡介有源電力濾波器的工作原理和結構種類，諧波檢測方法。3、對 SVPWM 的控

33、制算法進行詳細地分析和推導。4、利用 MATLAB 中的 SIMULTNK 動態仿真工具實現 SVPWM 控制算法的動態仿真；同時在此基礎上建立 SVPWM 逆變器有源電力濾波器系統仿真模型，詳細分析了此種情況下系統的動態性能仿真。. . . . 6 / 42第二章 空間矢量脈寬調制技術的理論基礎傳統的 SPWM 控制技術主要著眼于使逆變器輸出電壓盡量接近正弦波，對電流波形一般只能采取間接控制。而在實際應用中，異步電機需要輸入電流盡量接近正弦波，從而在空間上形成圓形旋轉磁場，產生穩定的電磁轉矩。如果對準這一目標，按照跟蹤圓形磁場來控制 PWM 電壓，那么控制效果就會更直接。這就是“磁鏈跟蹤控制

34、”的基本思想。磁鏈的軌跡是靠電壓空間矢量相加得到的，所以這種方法又叫做“電壓空間矢量調制” ，即 SVPWM。 SVPWM 技術最初是應用在電機調速領域的，后來擴展成為一種在整流/逆變領域應用廣泛的 PWM 方法。本節將從傳統的磁鏈跟蹤角度來介紹 SVPWM 技術的基本原理。2.1 電壓空間矢量的概念電壓空間矢量是按照電壓所加在繞組的空間位置來定義的。電動機的三相定子繞組可以定義一個三相平面靜止坐標系，如圖 2.1。f2uA0uB0uC0)(tUABC圖 2.1 電壓空間矢量這是一個特殊的坐標系，A, B, C 分別表示在空間靜止不動的電機定子三相繞組的軸線，它們在空間互差 120三相定子相電

35、壓UA、UB、UC分別加在三相繞組上，可以定義三個電壓空間矢量、，它們的方向始終在各相uA0uB0uC0的軸線上，而大小則隨時間按正弦規律做變化，時間相位互差 120假設為U相電壓有效值，f 為電源頻率，則有： （2-322cos232-2cos22cos2tfUtUtfUtUtfUtUAAA1）. . . . 7 / 42假設單位方向矢量，則電壓空間矢量相加的合成空間矢量就32jtU可以表示為： （2-2）eUtUUtUUftjCBA222t32t可見是一個旋轉的空間矢量，它的幅值不變，為相電壓峰值；當頻率不變tU時，以電源角頻率為電氣角速度做恒速同步旋轉，哪一相電壓為最大f2值時，合成電壓

36、矢量就落在該相的軸線上。2.2 三相逆變器的基本電壓矢量圖 2.2 所示為三相電壓型逆變器結構圖。利用這種逆變器功率開關管的開關狀態和順序組合，以與開關時間的調整，以保證電壓空間矢量圓形軌跡為目標，就可以產生諧波少的、且直流電源電壓利用率較高的輸出。圖 2.2 中的V1-V6 是 6 個功率開關管，引入開關函數 SA, SB 和 SC，分別代表三個橋臂的開關狀態。圖 2.2 三相電壓型逆變器結構圖規定：當上橋臂開關管“開”狀態時(此時下橋臂開關管必然是“關”狀態)，開關狀態為 1；當下橋臂開關管“開”狀態時(此時上橋臂開關管必然是“關”狀態)，開關狀態為 0。三個橋臂只有“1”和“0”兩種狀態

37、，因此開關函數SX(X=A, B, C)是一個二值變量，上橋臂器件導通時 SX=1，下橋臂器件導通時SX=0 0 (SA, SB, SC)組合在一起，一共有 8 種基本工作狀態，即：100，110，010，011，001， 101，111，000。其中前六個工作狀態是有效的，稱做非零矢量；后兩個工作狀態稱做零矢量。可以推導出，三相逆變器輸出的線電壓矢量與開關函數的關系為：TCABCABUUU,TSCSB,SA, (2-3)SCSBSAUUUUdCABCAB101-1-1001-1三相逆變器輸出的相電壓矢量與開關狀態矢量的關TU,U,UCBATSCSBSA,系為：. . . . 8 / 42 (

38、2-SCSBSAUUUUdCBA211-1-2111-2314)式中，是直流電源電壓或稱總線電壓。式(2-3)和(2-4)的對應關系可用表Ud2-1 來表示。表 2-1 開關狀態與相電壓和線電壓的對應關系 將表 2-1 中的八組相電壓值代入式(2-2)，就可以求出這些相電壓的矢量和相位角，這八個矢量就稱為基本電壓矢量，可分別命名為 U0(000)，U1(001)， U2（010） ，U3(011)，U4(100)，U5(101)，U6(110)，U7(111)，其中 U0，U7 稱為零矢量。圖 2.3 給出了八個基本電壓空間矢量的大小和位置。其中非零矢量的幅值一樣(模長為 2Ud/3)，相鄰的

39、矢量間隔 60，而兩個零矢量幅值為零，位于中心。 表 2-1 中的線電壓和相電壓值是在圖 2.1 所示的三相 A-B-C 平面坐標系中。利用 clark 變換，可將三相 A-B-C 平面坐標系中的相電壓轉換到平面坐標-系中去。其轉換式為： （2-5）UUUUUCBA232302121132根據式(2-5)，可將表 2-1 中與開關函數 SA，SB，SC 相對應的相電壓轉換成SASBSCUAUBUCUABUBCUCA0000000000013Ud3Ud32Ud0UdUd0103Ud32Ud3UdUd-Ud001132Ud3Ud3UdUd-0Ud10032Ud3Ud3UdUd0Ud-1013Ud3

40、2Ud3UdUdUd-01103Ud3Ud32Ud0UdUd-111000000. . . . 9 / 42平面直角坐標系中的分量，轉換結果見表 2-2 和圖 2.3 -表 2-2 開關函數與相電壓在坐標系的分量-SASBSCUU矢量符號00000U0001Ud61Ud21U1010Ud61Ud21U2011Ud320U3100Ud320U4101Ud61Ud21U5110Ud61Ud21U611100U7圖 2.3 在復平面下三相逆變器的基本電壓矢量圖. . . . 10 / 42第三章 有源電力濾波器的研究3.1 有源電力濾波器的數學模型建立有源電力濾波器主電路的數學模型，并在此基礎上確定

41、其控制系統的控制方案，即電流環與電壓外環的控制方法。電流環通常采用滯環控制、三角波比較控制以與電壓空間矢量控制等方法。本章重點研究電壓空間矢量控制并將其與無差拍控制結合作為電流環的控制方法，以提高補償電流跟蹤控制的實時性。為了維持直流側電壓的穩定，采用 PI 調節器對電容電壓進行控制，并給出 PI 參數的設計方法。三相三線制并聯型有源電力濾波器主電路如圖 3.1 所示，圖中，為三相電源電壓，將點 O 作為零電位參考點得到的 A, B, C, N 這四個eecbae、點的電壓可以表示為 、 ，R 和 L 分別表示主電路交流側的等效uaubucun電阻和電感，、是有源電力濾波器的補償電流，是直流側

42、電容兩icaicbiccUdc端的電壓。 圖 3.1 三相三線制并聯有源電力濾波器的主電路 為了分析方便而忽略了主電路中功率開關器件的通態壓降，交流側接口感的非線性，直流側電壓的波動，電源阻抗與線路阻抗以與死區時間的影響。根據基爾霍夫電壓定律得到有源電力濾波器的數學模型為： （3-1）idieuidieuidieucccccccbcbbbcacaaaRdtLRdtLRdtL并且有： (3-2)uUSXundcx將式（3-2）代入式（3-1）可得：. . . . 11 / 42 （3-euUidieuUidieuUidicndcccccbndccbcbandccacaSCRdtLSBRdtLSA

43、RdtL3）假設是三相對稱系統，則有：（3-4）00eiiieecccbcacba先把式(3-3)中三個式子相加，再將式(3-4 )代入整理后可得：（3-5）UdcnSCSBSA3u將式（3-5）代入式（3-3）得：(3-6)eUidieUidieUidicdcccccbdccbcbadccacaSASBSCRdtLSCSASBRdtLSCSBSARdtL323232式(3-6 )即由開關函數描述的有源電力濾波器的數學模型，并且可知三相電壓為： （3-USASBSCuUSCSASBuUSCSBSAudccdcbdca3232327）結合 SVPWM 技術中的開關狀態與相電壓和線電壓的對應關系可

44、以驗證結果的正確性。3.2 APF 的種類APF 的結構形式很多，但其基本原理都是類似的，按電路拓樸結構可分為并聯型 APF、串聯型 APF 和串-并聯型 APF。（1）并聯型 APF 圖 3.2 為并聯型 APF 基本結構。由于與系統并聯, 可等效為一受控電流源。并聯型 APF 可產生與負荷電流大小相等、方向相反的諧波電流, 從而將電源側電流補償為正弦基波電流。主要適用于抵消非線性負載的諧波電流、無功. . . . 12 / 42補償與平衡三相系統中的不平衡電流等。并聯型 APF 在技術上比較成熟。圖 3.2 并聯型有源濾波器結構圖（2）串聯型 APF圖 3.3 為串聯型 APF 基本結構。

45、通過 1 個匹配變壓器將 APF 串聯在電源和負載之間, 以消除電壓諧波, 平衡或調整負載的端電壓。與并聯型 APF 相比, 串聯型 APF 損耗較大, 且各種保護電路也較復雜。因此, 很少單獨使用串聯型APF, 大多將其作為混合型 APF 的一部分。圖 3.3 串聯型有源濾波器結構圖（3）串并聯 APF圖 3.4 為串-并聯型 APF 基本結構。具有串聯 APF 和并聯 APF 的優點, 能解決電氣系統發生的電能質量問題, 又稱為萬能 APF 或統一電能質量調節器。串聯型 APF 將電源和負載隔離，阻止電源諧波電壓串入負載和負載電流流入電網。并聯型 APF 提供一個零阻抗的諧波支路，把負載中

46、的諧波電流吸收掉。這種方案兼有串、并聯 APF 的功能，可以抑制閃變、補償諧波、消除共同耦合點處的三相電壓不平衡，具有較高的性價比。該類 APF 的主要問題是控制復雜、造價較高。圖 3.4 串聯并聯型有源濾波器結構. . . . 13 / 423.3 APF 的諧波檢測方法3.3.1 基于頻域的檢測方法這是最早應用于指令電流運算的一類方法。其基本思想是利用模擬帶(或陷波)濾波器進行諧波檢測時他的缺點是:當電網頻率波動時,所設計的濾波器中心頻率會發生偏移,加上該中心頻率易受器件參數與溫度影響,會使檢測出的諧波信號中含有大量基波分量，增加了 APF 的設計容量和有功損耗，因此，已基本不用。3.3.

47、2 瞬時空間矢量法基于瞬時無功功率理論的瞬時空間矢量法是目前三相電力有源濾波器中應用最廣的一種指令電流運算方法。最早是由日本學者 HAkagi 于 1984 年提出，僅適用于對稱三相電路，后經過不斷地改進，現已包括 p-q 法、Ip-Iq 法以與 d-p 法等。p-q 法最早應用，僅適用于對稱三相且無畸變的電網；Ip-Iq 法不僅對電源電壓畸變有效，而且也適用于不對稱三相電網；基于同步旋轉 park 變換的 d-q 法不僅簡化了對稱無畸變下的指令電流運算，而且也適用于不對稱、有畸變的電網。3.3.3 有功分離法該方法將被檢測量分解為理想傳輸量(即從公共供電點上看去，負荷是三相對稱且純阻性的,該

48、負荷只消耗有功能量)和另一分量之和,簡單明了、易于實現。但該方法以平均有功功率理論為基礎，至少存在一個工頻周期的延時，實時性較差;并且當電源電壓存在畸變時，與電壓諧波同次的諧波電流(有功部分)將被淹沒一部分。另外，該方法不能單獨分離出基波有功分量。3.3.4 自適應檢測法該方法基于自適應濾波中的自適應干擾抵消原理，從負載電流中消去基波有功分量，從而得到所需的補償電流指令值。該方法的突出優點是對電網電壓畸變、頻率偏移與電網參數變化有較好的自適應調整能力，但目前其動態響應速度還較慢。后來又提出了用神經網絡實現的自適應檢測法。. . . . 14 / 423.3.5 同步測定法針對三相不平衡系統提出

49、了同步測定法,可分為等功率法、等電流法和等電阻法 3 類,即把補償分量分配到三相中去,分別使補償后的每相功率、每相電流或每相電阻相等。該方法的缺點是計算量大、時間延遲大。3.4 APF 的補償電流控制方法目前電力有源濾波器的閉環控制策略中最常用的是 PI 控制，另外國外的學者還對變結構控制，模糊控制和人工神經網控制等現代新型控制方法進行了研究。APF 控制策略還包括開關器件的 PWM 脈沖信號的形成7。目前 PWM 生成方式的研究主要集中在載波比較法、滯環控制法、無差拍控制法和空間矢量法等方法上：3.4.1 三角載波控制將電流實際值與參考值之間的偏差經 P I 調制后與高頻三角載波相比較，所得

50、矩形脈沖作為逆變器開關元件的控制信號，從而在逆變器輸出端獲得所需波形。其優點是動態響應好，開關頻率固定,實現簡單，缺點是輸出波形中含有與三角載波一樣頻率的高頻畸變分量，開關損耗較大,在大功率應用中受到限制。3.4.2 滯環比較控制它的原理為：將補償電流參考值與逆變器實際電流輸出值之差輸入到具有滯環特性的比較器中，通過比較器的輸出來控制開關動作,使逆變器輸出值實時跟蹤補償參考值。與三角載波控制相比，滯環比較控制具有開關損耗小、動態響應快、魯棒性好、控制精度高等特點。其缺點是系統的開關頻率、響應速度與電流的跟蹤精度均受滯環帶寬影響。當帶寬固定時,開關頻率會隨補償電流的變化而變化,從而引起較大的脈動

51、電流和開關噪音。為了解決開關頻率變化的問題,提出了基于電壓矢量的滯環電流控制法。3.4.3 變結構控制變結構控制是一種控制系統的設計方法，適用于線線性與非線性系統。包括控制系統的調節，跟蹤，自適應與不確定等系統。它具有一些優良特性，尤其是對加給系統的攝動和干擾有良好的自適應性。近年來，這種設計方法受到. . . . 15 / 42了國外的廣泛重視，得到了很快的發展。但變結構控制對系統的變化和外部干擾不敏感,具有很強的魯棒性。本質上可視為帶寬等于零的滯環比較控制,所以他同樣存在開關頻率高、變化圍大的缺點。3.4.4 無差拍控制與差拍控制無差拍控制是一種在電流滯環比較控制技術上發展起來的全數字化控

52、制技術。他利用前一時刻補償電流的參考值和實際值，計算出下一時刻的電流參考值與各種開關狀態下的逆變器電流輸出值，然后選擇某種開關模式作為下一時刻的開關狀態，從而達到電流誤差等于零的目標。該方法的優點是動態響應快且易于計算機執行，缺點是計算量大、對系統參數依賴性較大、魯棒性差、瞬態響應的超調量大。3.4.5 單周控制（又稱積分復位控制）單周控制技術具有調制和控制的雙重性,通過復位開關、積分器、觸發電路與比較器達到跟蹤指令信號的目的。其基本思想是控制開關占空比，在每個周期強迫開關變量平均值與控制參考量相等或成比例。單周控制能在一個周期自動消除穩態、暫態誤差,前一周期的誤差不會帶到下一周期。這種控制方

53、法具有反應快、開關頻率恒定、魯棒性強、易于實現、控制電路簡單等優點。3.4.6 空間矢量脈寬調制SVPWM ( Space Vector Pulse Width Modulation) 技術具有以下優點：直流側電壓的利用率比 SPWM 提高 15%；采用不連續開關方式調制時，開關器件的損耗降低；調制方法便于數字實現。31SVPWM 的主要思想是：以三相對稱正弦波電壓供電時三相對稱電動機定子理想磁鏈圓為參考標準，以三相逆變器不同開關模式作適當的切換，從而形成PWM 波，以所形成的實際磁鏈矢量來追蹤其準確磁鏈圓。傳統的 SPWM 方法從電源的角度出發，以生成一個可調頻調壓的正弦波電源，而 SVPW

54、M 方法將逆變系統和異步電機看作一個整體來考慮，模型比較簡單，也便于微處理器的實時控制。. . . . 16 / 42第四章 SVPWM 控制算法SVPWM 控制算法的原理是對變流器各開關器件的控制信號進行不同組合，然后控制各開關器件的通斷使變流器輸出的電壓空間矢量逼近由三相電壓為標準的正弦波所合成的電壓空間矢量。將得到的三相參考電壓矢量變換為兩相靜止坐標系下軸與軸的分量、，并且確定 PWM 周期與直流側電壓-VV后能進行 SVPWM 控制。SVPWM 控制的具體算法如圖 4.1 所示，它包括參考電壓所在扇區的確定、相鄰兩個基本矢量作用時間的計算、矢量作用時間的切換點確定以與與載波比較生成 P

55、WM 脈沖。圖 4.1 SVPWM 控制算法的框圖4.1 參考電壓所在扇區的確定為了消除相間影響，引入空間矢量，即靜止坐標。當軸與 a 軸重合-時，兩坐標系的變換關系為： （4-1）efeffjfffjcjba343232式中 f 為電壓或電流量，可根據表 2-1 看出，不同的開關狀態下變流器交流側電壓能用下式表示： （k=16） (4-2)032703)1(VVeUVkjdck從式(4-2)可知，是 6 個模為的空間電壓矢量，且相鄰兩矢VV61Udc32量的夾角為 60，因此稱為有效矢量；與是零矢量。各空間矢量的分布如V0V7圖 4.2 所示。. . . . 17 / 42圖 4.2 空間矢

56、量分布圖 由圖 4.2 可知，6 個有效矢量把坐標平面分成六個扇區 I VI。如果-參考電壓矢量是勻速旋轉，可使其端點的運動軌跡為圓形，從而可得到三Vref相對稱的正弦量。而事實上由于受到開關頻率和基本電壓矢量組合有限的約束，端點的運動軌跡通常為多邊形，然而隨著開關頻率的提高，其端點的多邊Vref形軌跡會逼近圓形。參考電壓矢量是由所在扇區兩邊的基本電壓矢量和零矢量合成的。由于參考電壓矢量不停地旋轉，所以在進行基本電壓矢量的合成前應先判斷所在的扇區。通常有以下兩種方法:Vref (1)通過確定旋轉的角度值來確定其所在的扇區。Vref (2)通過 3/2 坐標變換，將三相參考電壓矢量變換為兩相靜止

57、坐標系-中軸與軸的分量、。對、分量進行簡單運算得出所在扇區VVVVVref對應的 N 值。本文采用第二種方法，通過坐標變換得：23 （4-3）)(22)2121(32uuVuuuVcbcba設 N=A+2B+4C，由式(4-3 )可知：（1） 若0，即0 則 A=1，則 A=0；Vubc（2） 若0 即0 則 B=1，否則 B=0；V-3Vuab（3） 若0 即0 則 C=1，否則 C=0。V-3Vuca 可見，坐標變換法的實質是通過確定變流器輸出的三相線電壓的極性來判斷參考電壓矢量所在的扇區。先計算出 N 值再由 N 值確定參考矢量所在的扇區。N值與扇區對應關系如表 4-1。表 4-1 N

58、值與扇區的對應表N123456扇區. . . . 18 / 42用上述方法判斷參考電壓矢量所在的扇區極其簡單，只要在具體配Vref作用矢量時注意將計算出的 S 值與實際扇區號 N 對應即可。4.2 相鄰兩個基本矢量作用時間的計算4.2.1 常規 SVPWM 模式下，計算兩個基本矢量作用時間 在按照上述的方法確定了參考電壓矢量所在的扇區之后，就需要求出參Vref考電壓矢量所在扇區的相鄰兩電壓矢量和相應零矢量的作用時間。在傳統VrefSVPWM 算法中用到了空間角度與三角函數，數字實現時需要預先計算并存儲大量數據。實際上，只要充分利用和，就可以使計算大為簡化。VV無論運動到哪一個扇區，在一個開關周

59、期，它都可以由該扇區兩邊VrefTs的基本電壓矢量與零矢量合成。其矢量合成方程如下：=+ （4-4）VrefTsVxTxVyTyV0T0其中：=+TsTxTyT0式中：、為每個扇區所對應的電壓矢量作用時間。TxTy本文下面將以第一扇區為例，詳細介紹電壓矢量作用時間的求解過程。如圖 4.3 中，在 I 扇區，將第一扇區單獨畫出如下圖：VrefTTs1TTs2V1V21001V1102VVrefo圖 4.3 參考電壓的合成與分解則可以表示為：Vref （4-5）VTTVTTVssref2211 （4-6）TTTTs021式中，為 PWM 開關周期，和分別為和在一個 PWM 開關周期的TsT1T2V

60、1V2作用時間，為零矢量的作用時間。T0令與間的夾角為，則根據正弦定理可得：VrefV1. . . . 19 / 42 (4-7)sin32sin)3sin(OCOBOA即： （4-8）sin)3sin(32sin2211VTVTVTrefs因為 6 個基本空間電壓矢量幅值相等： （4-9）uVVdc3221將式(4-9)代入式（4-8） ，得第 1 扇區各矢量的作用時間為： （4-10）sin3)3sin(321uTVTTVTdcsrefdcsrefu又知在坐標系中：- （4-11）sincosVVVVrefref將式（4-11）代入式（4-10）中得： （4-12）VuTTVVuTTdcs