1、摘 要本設計是開關電源設計,首先將開關電源與線性電源進行比照，總結了開關電源的優點,并對其當前的開展以及在開展中存在的問題進行了描述，然后在對開關電源的整體結構進行了介紹的根底上，對開關電源的主回路和控制回路進行設計：在主回路中整流電路采用單相橋式、功率轉換電路采用單端正激功率轉換電路、采用增加副邊繞組的方法實現多路輸出，其中功率轉換電路DC/DC變換器是開關電源的核心局部，對此局部進行了重點設計；控制電路采用PWM控制，控制器采用UC3824、設計了過壓保護電路、電壓檢測電路和電流檢測電路，對各個局部的參數進行了計算并進行了元器件的選型。【關鍵詞】DC/DC變換器、PWM控制、整流、濾波。A

2、bstractIn this paper,I designed a switch power supply system with three outputs: Compare the switch power with linear power at first , has summarized the advantage of the switch power ,have described its present development and there are natural questions in development. On the basis of the thing th

3、at the whole structure to the switch power has made an introduction, to the main return circuit and controlling the return circuit to design of the switch power: The rectification circuit adopts the single-phase bridge type in the main return circuit, the power changes the circuit and adopts and def

4、ies the power to change the circuit , realize by increasing the winding of one pair of sides single and well that many ways are exported, it is a key part of the switch power supply that the power changes circuit (DC/DC transformer ), have designed this part especially ; The control circuit adopts P

5、WM to control, the controller adopts the switch power integrated controller UC3824, design the circuit to measure voltage and the circuit to el measure ectric current, selecting type of calculating and carrying on the components and parts the parameter of each part. Keyword ：DC/DC transformer , PWM

6、control , rectification , straining waves. 目 錄 TOC o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc137887075 1 概述 PAGEREF _Toc137887075 h 1 HYPERLINK l _Toc137887076 開關電源的根本原理 PAGEREF _Toc137887076 h 1 HYPERLINK l _Toc137887077 開關電源與線性電源的比擬 PAGEREF _Toc137887077 h 2 HYPERLINK l _Toc137887078 開關電源的開展與應用 PAGEREF _Toc1378

7、87078 h 2 HYPERLINK l _Toc137887079 1.4 開關電源當前存在的問題 PAGEREF _Toc137887079 h 3 HYPERLINK l _Toc137887080 2 整流電路的設計 PAGEREF _Toc137887080 h 5 HYPERLINK l _Toc137887081 整流電路的選擇 PAGEREF _Toc137887081 h 5 HYPERLINK l _Toc137887082 單相半波整流電路 PAGEREF _Toc137887082 h 6 HYPERLINK l _Toc137887083 單相橋式整流電路 PAGE

8、REF _Toc137887083 h 7 HYPERLINK l _Toc137887084 2.2 防止電流沖擊的設計 PAGEREF _Toc137887084 h 7 HYPERLINK l _Toc137887085 2.3 參數計算以及元器件的選型 PAGEREF _Toc137887085 h 8 HYPERLINK l _Toc137887086 整流管參數計算 PAGEREF _Toc137887086 h 9 HYPERLINK l _Toc137887087 2.3.2 變壓器參數 PAGEREF _Toc137887087 h 9 HYPERLINK l _Toc137

9、887088 2.3.3 電容參數計算 PAGEREF _Toc137887088 h 10 HYPERLINK l _Toc137887089 3 DC/DC變換器的設計 PAGEREF _Toc137887089 h 11 HYPERLINK l _Toc137887090 控制方式的選擇 PAGEREF _Toc137887090 h 11 HYPERLINK l _Toc137887091 3.2 功率轉換電路的選擇 PAGEREF _Toc137887091 h 12 HYPERLINK l _Toc137887092 3.2.1 推挽式功率轉換電路 PAGEREF _Toc1378

10、87092 h 12 HYPERLINK l _Toc137887093 3.2.2 全橋式功率轉換電路 PAGEREF _Toc137887093 h 13 HYPERLINK l _Toc137887094 3.2.3 半橋式功率轉換電路 PAGEREF _Toc137887094 h 13 HYPERLINK l _Toc137887095 3.2.4 正向鼓勵功率轉換電路 PAGEREF _Toc137887095 h 14 HYPERLINK l _Toc137887096 3.2.5 反向鼓勵功率轉換電路 PAGEREF _Toc137887096 h 15 HYPERLINK l

11、 _Toc137887097 單端正激變換器的設計 PAGEREF _Toc137887097 h 15 HYPERLINK l _Toc137887098 工作原理 PAGEREF _Toc137887098 h 16 HYPERLINK l _Toc137887099 能量再生線圈P2的工作原理 PAGEREF _Toc137887099 h 17 HYPERLINK l _Toc137887100 3.3.3 多路輸出的設計 PAGEREF _Toc137887100 h 17 HYPERLINK l _Toc137887101 3.3.4 變壓器設計 PAGEREF _Toc13788

12、7101 h 17 HYPERLINK l _Toc137887102 電感的參數計算 PAGEREF _Toc137887102 h 19 HYPERLINK l _Toc137887103 3.3.6 二極管和電容器的選擇 PAGEREF _Toc137887103 h 21 HYPERLINK l _Toc137887104 3.3.7 開關管的選擇 PAGEREF _Toc137887104 h 21 HYPERLINK l _Toc137887105 4 控制電路的設計 PAGEREF _Toc137887105 h 23 HYPERLINK l _Toc137887106 控制模式

13、的選擇 PAGEREF _Toc137887106 h 23 HYPERLINK l _Toc137887107 電壓模式控制 PAGEREF _Toc137887107 h 23 HYPERLINK l _Toc137887108 平均電流模式控制 PAGEREF _Toc137887108 h 24 HYPERLINK l _Toc137887109 4.1.3 峰值電流模式控制 PAGEREF _Toc137887109 h 25 HYPERLINK l _Toc137887110 滯環電流模式控制 PAGEREF _Toc137887110 h 26 HYPERLINK l _Toc1

14、37887111 相加模式控制 PAGEREF _Toc137887111 h 27 HYPERLINK l _Toc137887112 4.2 開關電源集成控制器 PAGEREF _Toc137887112 h 27 HYPERLINK l _Toc137887113 4.2.1 UC3824的內部結構和特點 PAGEREF _Toc137887113 h 28 HYPERLINK l _Toc137887114 4.2.2 UC3824的電路結構與工作原理 HYPERLINK l _Toc137887123 5 結論及設想 PAGEREF _Toc137887123 h 38 HYPERL

15、INK l _Toc137887124 致謝 PAGEREF _Toc137887124 h 39 HYPERLINK l _Toc137887125 參考文獻 PAGEREF _Toc137887125 h 40 HYPERLINK l _Toc137887127 附錄2：元器件清單 PAGEREF _Toc137887127 h 421 概述電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速

16、開展。開關電源就是采用功率半導體器件作為開關元件，通過周期性通斷開關，控制開關元件的占空比調整輸出電壓，開關電源的根本構成如圖1-1所示，DC-DC變換器是進行功率變換的器件，是開關電源的核心部件，此外還有啟動電路、過流與過壓保護電路、噪聲濾波器等組成局部。反響回路檢測其輸出電壓，并與基準電壓比擬，其誤差通過誤差放大器進行放大，控制脈寬調制電路，再經過驅動電路控制半導體開關的通斷時間，從而調整輸出電壓。其結構圖如圖1-1所示。DC/DC變換器V1 V0取樣 比擬放大參考電壓PWM驅動器 圖1-1 開關電源結構圖線性電源的原理圖如圖1-2所示：是先將交流電經過變壓器變壓，再經過整流電路整流濾波得

17、到未穩定的直流電壓，要到達高精度的直流電壓，必須經過電壓反響調整輸出電壓。它的缺點是需要龐大而笨重的變壓器，所需的濾波電容的體積和重量也相當大，而且電壓反響電路是工作在線性狀態，調整管上有一定的電壓降，在輸出較大工作電流時，致使調整管的功耗太大，轉換效率低，還要安裝很大的散熱片。這種電源不適合計算機等設備的需要，將逐步被開關電源所取代。圖1-2 線性電源的原理圖開關電源的原理圖如圖1-3所示：是將交流電先整流成直流電，在將直流逆變成交流電，在整流輸出成所需要的直流電壓。圖1-3 開關電源的原理圖開關電源和線性電源相比，具有以下優點：體積小、重量輕體積和重量只有線性電源的30%、效率高一般為70

18、%而線性電源只有40%、自身抗干擾性強、輸出電壓范圍寬、模塊化等優點。但也存在一些缺點：由于逆變電路中會產生高頻電壓，對周圍設備有一定的干擾，需要良好的屏蔽及接地。當前,開關電源新技術產品正在向以下“四化的方向開展:應用技術的高頻化;硬件結構的模塊化;軟件控制的數字化;產品性能的綠色化。由此,新一代開關電源產品的技術含量大大提高,使之更加可靠、成熟、經濟、實用。開關電源高頻化是其開展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產品的小型化、輕便化。近年,有些公司把開關器件的驅動保護電路也裝到功率模塊中去,構成了“智能化功率模塊(I

19、PM),這樣縮小了整機的體積,方便了整機設計和制造。為了提高系統的可靠性,有些制造商開發了“用戶專用功率模塊(ASPM),它把一臺整機的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個模塊中,使元器件間不再有傳統的引線相連,這樣的模塊經過嚴格、合理的、熱、電、機械方面的設計,到達優化完善的境地。 開關電源是一種采用開關方式控制的直流穩定電源,它以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用于以電子計算機為主導的各種終端設備、通信設備等幾乎所有的電子設備,是當今電子信息產業飛速開展不可缺少的一種電源方式。而當我們把開關電源的研究擴大到可調高電壓、大電流時,以及將研究新技術應用于DC/AC變換器,即開拓了大功率應用領域

20、,又使開關電源的應用范圍擴大到了從發電廠設備至家用電器的所有應用電力、電子技術的電氣工程領域。作為節能、節材、自動化、智能化、機電一體化的根底的開關電源,它的產品展現了廣闊的市場前景。例如,發電廠的貯能發電設備、直流輸電系統、動態無功補償、機車牽引、交直流電機傳動、不停電電源、汽車電子化、開關電源、中高頻感應加熱設備以及電視、通訊、辦公自動化設備等。1.4 開關電源當前存在的問題當我們對該技術進行深入研究后卻發現它仍然存在著一些問題需要解決，而且有的問題還帶有全局性：采用定頻調寬的控制方式來設計電源，都以輸出功率最大時所需的續流時間為依據來預留開關截止時間的，那么負載所需的功率小于電源的最大輸

21、出功率時就必然造成了工作電流的不連續；“反峰電壓是開關導通期間存入高頻變壓器的勵磁能量在開關關斷時的一種表現，而勵磁能量只能在、也必須在開關關斷后的截止期間處理掉，既能高效處理勵磁能量又能有效限制反峰電壓的方法是存在的，那就是要及時地為勵磁能量提供一個“低阻抗通道，并且為勵磁能量的通過提供一段時間，但 “單調控制方法不具備這一條件；高頻變壓器的磁通復位問題；傳統的電流取樣方法是在功率回路中串聯電阻，效率不高，這個問題向來是電源技術，尤其是以小體積、高功率密度見長的開關電源技術開展的“瓶頸；高頻開關電源的并聯同步輸出問題。以上的問題看似彼此獨立，其實它們之間存在著一定的關聯性解決這些問題，也許還

22、是一條艱難而漫長的路。 2 整流電路的設計整流是將交流電變成脈動直流電的過程。電源變壓器輸出的交流電經整流電路得到一個大小變化但方向不變的脈動直流電。整流電路是由具有單向導電性的元件例如二極管、晶間管等整流元件組成的。單相整流電路有兩種：電容輸入型電路和扼流圈輸入型電路電容輸入型的根本電路如圖2-1：a為半波整流電路b為中間抽頭的全波整流電路c橋式整流電路d倍壓整流電路。圖2-1 電容輸入型的根本電路圖2-2為扼流圈輸入型根本電路，用于負載電流I0較大的電路，扼流圈L的作用是抑制尖峰電流。兩種根本電路的比擬如下：(1)開關電源多采用脈寬調制方式，空載時開關晶體管的導通時間非常短。其導通時間隨開

23、關電源的設計方法不同而異，也有采用控制開關晶體管電路的延時進行的間歇開關工作，這時，假設采用扼流圈輸入型整流電路，接近空載時，扼流固變為臨界值，逆流電路由扼梳閡輸入型變為業為電容輸入型。為此，從滿載到空載變動時，整流輸出電壓變動較大，空載時有可能進入間歇開關領域。(2)開關電源的特點是效率高而體積小，假設使用扼流圈時，為提高負載調整率需要接入扼流圈以及阻尼電阻。(3) 扼流圈可能與次級側濾波回路產生諧振。因此，開關電源的輸入整流電路采用電容輸入型。圖2-2 扼流圈輸入型根本電路單相半波整流電路單相半波整流電路是最簡單的整流電路如圖2-3，僅利用一個二極管來實現整流功能。單相半波整流電路的輸出電

24、壓平均值為：為變壓器副邊輸出電壓的有效值圖2-3 單相半波整流電路單相橋式整流電路單相半波整流電路的缺點是只利用了電源的半個周期，輸出電流較小，同時整流電壓的脈動較大。全波整流電路可以克服這些缺點，其中最常用的是單相橋式整流電路，它是由四個二極管接成電橋的形式構成的。可以看到，四個二極管分為兩組，正負半周輪流導通，但負載上電流方向不變，此即為全波整流。圖2-4 單相橋式整流電路單相橋式整流電壓的平均值為：為變壓器副邊輸出電壓的有效值,比半波整流輸出電壓高。因此，整流電路選用單相橋式整流電路。2.2 防止電流沖擊的設計V電壓，假設在其峰值時開關接通，那么沖擊電流就達282A 。如此大的沖擊電流可

25、能會損壞輸入保險絲、整流二極管和電容等。防止沖擊電流的最簡單方法是在線路個接入一只電阻。如圖2-5(a)所示，但平常電阻有損耗，這種方法適用小功率開關電源 圖2-5(b)和(c)也是采用電阻。但與電阻并聯一只開關(繼電器觸點和晶閘管)，電源接通時，開關斷開，電阻防止沖擊電流，正常工作時，與電阻并聯的開關接通。把電阻短路，減小了電阻損耗。這種方法適用于中等容量的開關電源。圖2-5(d)是采用熱敏電阻的方法、熱敏電阻RH的阻值隨溫度增加而減小，防止了沖擊電流，平時損耗又小。本設計欲采用串熱敏電阻的方法。圖2-5 防止電流沖擊的方法 本設計的整流電路如圖2-6：圖2-6 整流電路圖2.3 參數計算以

26、及元器件的選型由于開關電源系統三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A，那么輸出功率如果考慮變壓器的效率80%，那么整流電路的輸出功率應為：那么可以設定整流電路輸入電壓，輸出電壓100V、電流1.5A。整流管參數計算整流輸出電壓為Vs=100V，那么變壓器次級電壓：考慮到變壓器二次側及管子的壓降，變壓器二次側電壓大約需要提高10%，那么：二極管的最大反向電壓：二極管平均電流：可選用1N4003/A代用型號ZCI11B整流二極管，最高反向工作電壓為200V,額定工作電流為1A。 變壓器參數那么變壓器變比為：變壓器二次側電流有效值：變壓器的容量為：如果考慮變壓器的效率=80%那么 電

27、容參數計算整流電路負載RL=U0/I0 在工程中，一般取由于 那么選用、耐壓為150V的極性電解電容。3 DC/DC變換器的設計 DC/DC變換器進行功率變換，是采用功率半導體器件作為開關元件，通過周期性通斷開關，控制開關元件的占空比來調整輸出電壓，將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓，也稱為直流斬波，它是開關電源的核心局部，開關電源DC/DC變換器有多種電路方式，常有的有工作波形為方波的脈寬調制PWM變換器以及工作波形為正弦波的諧振變換器。根本工作原理如圖3-1所示。圖3-1 DC/DC變換器的根本原理圖它是一種控制開關S通/斷時間的比例，用電抗器與電容器蓄積能量的元件。對續流的波形進行平滑

28、處理，從而更有效地調整功率流的電路。斬波器的工作方式有兩種，一是脈寬調制方式TS不變，改變ton通用，二是頻率調制方式，ton不變，改變TS易產生干擾。DC/DC變換器按輸入輸出的隔離方式分有隔離方式與非隔離方式；按開關的控制方式分有自勵式和它勵式，以及脈寬調制、脈頻調制與幅度調制等多種方式。對于TRC變換器，有兩種工作方式：一種是保持開關工作周期不變，控制開關導通時間Ton沖寬度調制PWM方式，二是保持導通時間Ton，改變開關工作周期T的脈沖頻率調制方式PFM。脈沖寬度調制PWM變換器就是通過重復通斷開關方式把一種直流電壓電流變換為高頻方波電壓電流，再經過整流平滑后變為另一種直流電壓輸出。P

29、WM變換器由功率開關管、整流二極管及濾波電路等元件組成。對PWM變換器，加在開關管S兩端的電壓us通過S的電流is近似為方波，如圖3-3所示圖3-2 PWM變換器的工作波形占空比D定義為： 313.2 功率轉換電路的選擇PWM型穩壓電源功率轉換電路有挽推、全橋、半橋以及單端反激、單端正激等。 推挽式功率轉換電路控制開關晶體管VT1和VT2的基極，VT1和VT2以PWM方式鼓勵而交替通晰，將輸入直流電壓變換成高頻方波交流電壓。當VT1導通時，輸入電源電壓VI通過VT1加到高頻變壓器T1的初級繞組Nl，由于T1具有兩個匝數相等主繞組N1故在VT1導通時，在截止晶體管VT2上將加有兩倍的電源電壓2V

30、I。當基極鼓勵信號消失時，一對開關晶體管均截止，其集電極施加電壓均均為2VI。當下半個周期，VT2鼓勵導通，VT1截止，基極鼓勵信號消失，一對開關晶體管又都均截止，VCE1和VCE2均為VI。下一個周期五復上述過程。在品體管導通過程中，集電極電流除負載電流成分外，還包含有輸出電容器的充電電流和高頻變壓器的勵磁電流，它們均隨導通脈沖寬度的增加而線性上升。在開關的暫態過程中，由于高頻變壓器次級側開關整流二極管反向恢復時間內所造成的短路以及為了抑制集電極電壓尖峰而設置的RC吸收網絡的作用，當開關管導通時，將會有尖峰沖擊電流；在關斷瞬間，由于高頻變壓器漏感的作用，在集電極會產生電壓尖峰。推挽式轉換電路

31、的輸出電壓V02NDVI，式中，N為變壓器的匝比，D為晶體管的占空比，其優點是：轉換效率高；經濟實用；變壓器的利用率高；輸入輸出間隔離；晶體管加相同電壓，控制電路直接對其鼓勵，不需要驅動變壓器。缺乏之處是：需要一對開關晶體管；晶體管的耐壓需要是輸入電壓的2倍；直流分量加到變壓器上，使其磁心易飽和。 全橋式功率轉換電路工作原理是：當一組開關晶體管例如VT1、VT4)尋通時，截止晶體管(VT2、VT3)上加的電壓即為輸入電壓VI。當所有的晶體管截止時，同臂上的兩只開關晶體管共同承受輸入電壓即VI/2。由高頻變壓器漏感引起的電壓尖峰，當其超過輸入電壓時，反向并接在開關晶體管的集射之間的告訴續流二極管

32、便導通，集電極電壓被鉗位在輸入電壓上。由此可見，全橋式電路開關晶體管穩態時其最高加的電壓即為輸入電壓，暫態過程的尖峰電壓亦被鉗位在VI，比推挽式電路低一半，晶體管可選用耐壓低的元件；而且，鉗位二極管將漏感儲能量饋送給輸入電源，有利于提高效率，并可獲得大功率輸出，可大于750W。缺點是：使用4只開關晶體管，需要4組彼此隔離的基極驅動電路，電路復雜，元器件多。 半橋式功率轉換電路工作原理簡介如下：當一對開關晶體管管截止時，假設電容C01和C02的容量相等而且電路對稱，那么電容中點A的電壓為輸入電壓的半，即為VC01=VC02=VI/2。當VT1被鼓勵導通時，電容C01將通過VT1，和變壓器T1的初

33、級繞組N1放電，同時，電容C02那么通過輸入電源、VT1和VI的初級繞組Nl充電、中點A的電位在充放電過程中將按指數規律下降。在VTl導通終了時，VA將下降至VI/2VI；接著是一對晶體管都截止的期間，此時，VCE1=VC01，VCE2=VC02都接近輸入電源電壓的一半；當VT2鼓勵導通時，電容C01將被充電，電容C02將放電，中點A電位在VT2導通終了時將增至VI/2+VI，即中點A的電位在開關過程中將在VI/2的電位上以VI的幅度作指數變化。當一個晶體管導通時，截止晶體管上加的電壓約為等于輸入電壓，晶體管由導通轉為截止的過程中，漏感引起的尖峰電壓被二極管鉗位，因此，開關管上承受的最高電壓不

34、超過電源電壓。而且，晶體管的數量只是全橋式的一半，這是其優點。但要得全橋和推挽式電路相同的輸出功率，開關晶體管必須流經兩倍的電流，因此，一般適宜獲得中等功率輸出。然而半橋式電路具有抗不平衡能力。為此，獲得其廣泛應用。 正向鼓勵功率轉換電路 加在變壓器上電壓是振幅等于輸入電壓VI，寬度為開關導通時間TON沖波形。變壓器次級側電壓經過極管整流變為直流。正激變換器的優點：(1)正激變換器的銅損較低。因為使用無氣隙的鐵芯，電感值較高，原邊與副邊的峰值電流較小。因此，銅損較小。在多數情況下，減小程度缺乏以允許使用小一級尺寸的鐵芯，但會使變壓器的溫度稍為降低一些。(2)副邊紋波電流明顯衰減。因為，在一定輸

35、出負載時，輸出電感器和續流二極管的存在使得儲能電容電流保持在較小的數值上。正激變換器的能量儲存于輸出電感器是有利于負載的，儲能電容可以取得很小，因它只用來協助降低輸出紋波電壓。而且相對反激變換器而言，電容上通過紋波電流定額值要求小一些。(3)如果加假負載，那么效率會在同等功率輸出下，正激變換器集電極峰值電流小得多，開關管Tr的峰值電流較低。理由同(1)。(4)因為紋被電流小，紋被電壓小。 反向鼓勵功率轉換電路工作原理簡介如下：在晶體管VT1導通期間，變壓器T1的初級繞組N1中電流線性增長(VI=Ldi/dt )，繞組電感中存儲能量(12Li2)，此時，T1的次級側的二極管VD1阻斷電流流通；在

36、晶體管VT1截止期間，電感中存儲的能量通過二極管VD1釋放給負載：反激變換器雖然不需要電感，但有開關管(包括原邊和副邊繞組)和濾波電容紋波電流大的缺乏；缺點是晶體管的尖峰電流較大，需要較大的濾波電容等。此電路適用于輸出功率為200W的電源。單端正激變換器主回路如圖3-4所示。它是在Buck電路的開關S與續流二極管D之間參加單端變壓隔離器而得到的。圖3-3 單端正激變換電路原理圖由于正激式變換器的隔離元件T1純粹是個變壓器，因此在輸出端需附加一個電感器L作為能量的儲藏及傳送元件。電路中必有一個續流二極管，同時也要注意到變壓器原邊和副邊線圈具有相同的同銘端。由于是正激工作方式，副邊有電感器，折算至

37、原邊電感量較大。一般電感量越大越好，使得IP較小。變壓器T1的另一個繞組P2與二極管Dl串聯后接至Vs。這個繞組主要起去磁復位的作用。工作原理在Tr導通時，在原邊繞組接向電源Vs，同一時間內，副邊繞組把能量傳遞到輸出端。當Tr關斷時，續流二極管D3和儲能元件L構成放能的回路，繼續對負載電阻R0供能。 當晶體管TT導通時，設副邊電壓為Vs，那么電感L內的電流將直線增加，如下式所示： 3-2當晶體管Tr關斷時，由于反激作用，電感上電壓反向，D3導通，構成續流回路，而電感上的電壓等于輸出電壓Vo(忽略二極管壓降)，L上電流iL的衰減由下式定義： 3-3由上式可知，電感L的大小，只是影響diL/dt,

38、 或者說，影響電流的峰峰值。電流平均值應與輸出電流I0相等。正激變換器輸出電壓的大小取決于變壓器的匝比和晶體管Tr的導通占空比導通時間與周期的比，即導通占空比： 3-4式中副邊與原邊的匝比導通時間與周期的比，即導通占空比原邊繞組施加的電源電壓V。當輸入電壓及占空比固定時，輸出電壓與負載電流無關。因此，這個電路結構提供了特有的低輸出阻抗的特點。能量再生線圈P2的工作原理在Tr導通時，變壓器接受的能量除磁化電流外都傳遞到輸出端。在Tr關斷，反激作用期間，輸出二極管Dl反偏而不可能有鉗位作用或能量泄放的回路。磁化能量將引起較大反壓加在Tr的集一射極之間。為防止高反壓的出現，設置“能量再生線圈P2，經

39、二極管D1，使儲存的能量運送回電源VS中。只要有的關系，D3上流過電流時，Tr上承受的集射極電壓為2Vs。為了防止在P1和P2間存在的漏電感過大和因此產生的在晶體管集電極的電壓過高，一般采用原邊繞組P1與能量再生線圈P2雙線并繞的方法。 多路輸出的設計只要增加變壓器的副繞組、電感器和二極管就可以得到多路直流電壓輸出。每個繞組將遵循正、反向伏秒值相等的原那么。倘假設負載在合理范圍變化時,如果主輸出電壓不變，輔助輸出也將不變。假設某一輸出負載降到電感臨界電流以下，這線路的輸出電壓將上升。最后，在負載為零時它將等于變壓器副邊峰值電壓。由于正激變換器負載電流低于臨界電流時輸出電壓升高，因此，應使最小負

40、載電流仍在電感臨界電流值之上。假設有負載為的情況時，那么只能加固定電阻作為假負載，以求得電壓的穩定。三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A。 變壓器設計設計方法有多種，可根據情況選擇。一般從計算原邊圈數開始，按最大占空比和正常的直流電壓VS來計算原邊線圈。 按上述方法設計的理由是，副邊繞組都有一個電感器，當有突變負載時，輸出電流的變化率受到限制。為了補償這個缺陷，控制線路應能把占空比調到最大。在這種瞬變條件下，高的原邊電壓和最大導通脈寬同時加上，盡管時間很短，如果變壓器設計沒有考慮這種情況，也會引起磁飽和。控制電路設計為：在最大輸入電壓時，限制控制電路的脈寬和變化的速率，這樣可

41、防止兩個參數同時在最大值。能量再生繞組的必要性，說明正激變換器的鐵芯有殘存能量是不好的。為了確保磁通在反激期間恢復到低的剩磁水平，并考慮偶而出現的較大磁密不致出現磁芯飽和，加一很小氣隙是很有必要的。1根據輸出功率選擇鐵心：三路輸出分別為：15V，4A；12V，3A；5V，2A。輸出功率為： 假設考慮6%的余量那么：選擇一個傳遞功率為115W的鐵心，SB9C的EER2,磁感應強度B=220mT2計算原邊的繞組周期：最大導通占空比D=0.5時：那么最小原邊匝數為：取93匝。3計算副邊的繞組匝數假設考慮市電220V以下波動的情況，設向下波動-20%那么：15V的副邊匝數為：取35匝。12V的副邊匝數

42、為： 取28匝。5V的副邊匝數為：取12匝。電感的參數計算L的最小值一般由所需維持最小負載電流的要求來決定。電感L中的電流分連續和不連續兩種丁作情況。不管何種情況只要輸入、輸出電壓保持不變，電流波形的斜率不會因負載電流的減小而改變。如果負載電流ID逐步降低，在L中的波動電流最小值剛好為0時，臨界負載電流Ioc等于平均波動電流，或電流峰一峰值的一半，即： 3-5即定義為臨界情況。這當IoIoc時，iL將進入電流不連續狀況。否那么，為連續狀況。在臨界點上下，傳遞函數是突然改變的。當高于臨界電流時，輸出電壓與負載電流變動無關。當低于臨界電流時(不連續工作狀況)，研究說明為到達穩壓效果，占空比調節量由

43、負載變量和輸入電壓變量共同決定。L值的另一限制因素將出現在應用于多輸出電壓的情況。因為控制環只與一個相關的輸出端閉環，當此輸出端電流低于臨界值時，占空比將減少以保持此輸出端輸出電壓不變。對于其它輔助輸出端，假定其所帶的是恒定負載，在上述占空比下降的情況下，其電壓也下降。很明顯，這不是我們所希望的。因此，在多輸出電壓時，為了保持輔助輸出電壓不變，L值應大于所需最小值。也就是，如果輔助電壓要保持在一定的波動范圍內，那么主輸出的電感必須一直超 過臨界值，即一直在連續狀態。電感的最大值通常受效率、體積、造價的限制。帶直流電流運行的大電感造價是昂貴的從性能角度看，L過大那么限制了負載出現較大瞬時變化時輸

44、出電流的最大變化率。 對于一般的要求，可以根據流經電感的紋波電流峰峰值為輸出電流的30%計算。15V的輸出端流經電感的電流：電感兩端的電壓：電感量為：12V的輸出端流經電感的電流：電感兩端的電壓：電感量為：5V的輸出端流經電感的電流：電感兩端的電壓：電感量為： 二極管和電容器的選擇由于輸出電壓不高，使得次級二極管不會有很高的反電壓，可選用耐壓40V的肖特基二極管。為了抑制紋波電壓使其較小，要選用內阻抗低高頻用電容器。 開關管的選擇開關電源的開關管有功率晶體管GTR、功率場效應晶體管MOS FET和絕緣柵雙極晶體管IGBT等。絕緣柵雙極晶體管IGBT集功率晶體管GTR和功率場效應晶體管MOS F

45、ET的優點于一身，既有功率晶體管GTR的輸入阻抗高、速度快、熱穩定性好和驅動電路簡單等優點，又具有功率場效應晶體管MOS FET的通態電壓低、耐壓高和承受電流大等優點。因此，選用絕緣柵雙極晶體管IGBT作為開關元件。4 控制電路的設計PWM開關穩壓或穩流電源根本工作原理就是在輸入電壓變化、內部參數變化、外接負載變化的情況下，控制電路通過被控制信號與基準信號的差值進行閉環反響，調節主電路開關器件的導通脈沖寬度，使得開關電源的輸出電壓或電流等被控制信號穩定。PWM的開關頻率一般為恒定，控制取樣信號有：輸出電壓、輸入電壓、輸出電流、輸出電感電壓、開關器件峰值電流。由這些信號可以構成單環、雙環或多環反

46、響系統，實現穩壓、穩流及恒定功率的目的，同時可以實現一些附帶的過流保護、抗偏磁、均流等功能。對于定頻調寬的PWM閉環反響控制系統，主要有五種PWM反響控制模式。電壓模式控制 電壓模式控制PWM(Voltage-mode control PWM)是六十年代后期開關穩壓電源剛剛開始開展起就采用的第一種控制方法。該方法與一些必要的過電流保護電路相結合，至今仍然在工業界很好地被廣泛應用。電壓模式控制只有一個電壓反響閉環，采用脈沖寬度調制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜波相比擬，通過脈沖寬度調制原理，得到當時的脈沖寬度。電壓模式控制的優點：PWM三角波幅值較大，脈沖

47、寬度調節時具有較好的抗噪聲裕量。占空比調節不受限制。對于多路輸出電源，它們之間的交互調節效應較好。單一反響電壓閉環設計、調試比擬容易。對輸出負載的變化有較好的響應調節。缺點：對輸入電壓的變化動態響應較慢。補償網絡設計本來就較為復雜，閉環增益隨輸入電壓而變化使其更為復雜。輸出LC濾波器給控制環增加了雙極點，在補償設計誤差放大器時，需要將主極點低頻衰減，或者增加一個零點進行補償。在傳感及控制磁芯飽和故障狀態方面較為麻煩復雜。改善加快電壓模式控制瞬態響應速度的方法有二：一是增加電壓誤差放大器的帶寬，保證具有一定的高頻增益。但是這樣比擬容易受高頻開關噪聲干擾影響，需要在主電路及反響控制電路上采取措施進

48、行抑制或同相位衰減平滑處理。另一方法是采用電壓前饋模式控制PWM技術。用輸入電壓對電阻電容充電產生的具有可變化上斜波的三角波取代傳統電壓模式控制PWM中振蕩器產生的固定三角波。因為此時輸入電壓的變化能立刻在脈沖寬度的變化上反映出來，因此該方法對輸入電壓的變化引起的瞬態響應速度明顯提高。對輸入電壓的前饋控制是開環控制，目的為了增加對輸入電壓變化的動態響應速度。對輸出電壓的控制是閉環控制。因而，這是一個有開環和閉環構成的雙環控制系統。平均電流模式控制 平均電流模式控制(Average Current-mode Control PWM) 概念產生于70年代后期。平均電流模式控制 PWM集成電路出現在

49、90年代初期，成熟應用于90年代后期的高速CPU專用的具有高di/dt動態響應供電能力的低電壓大電流開關電源。平均電流模式控制PWM的原理：將誤差電壓Ue接至電流誤差信號放大器(c/a)的同相端，作為輸出電感電流的控制編程電壓信號UcpU current- program。帶有鋸齒紋波狀分量的輸出電感電流信號Ui接至電流誤差信號放大器(c/a)的反相端，代表跟蹤電流編程信號Ucp的實際電感平均電流。Ui與Ucp的差值經過電流放大器(c/a)放大后，得到平均電流跟蹤誤差信號Uca 。再由Uca及三角鋸齒波信號UT或Us通過比擬器比擬得到PWM關斷時刻。Uca的波形與電流波形Ui反相，所以，是由U

50、ca的下斜坡對應于開關器件導通時期與三角波UT或Us的上斜坡比擬產生關斷信號。顯然，這就無形中增加了一定的斜坡補償。為了防止次諧波振蕩，Uca的上斜坡不能超過三角鋸齒波信號UT或Us的上斜坡。平均電流模式控制的優點是：平均電感電流能夠高度精確地跟蹤電流編程信號 ；不需要斜坡補償；調試好的電路抗噪聲性能優越；適合于任何電路拓撲對輸入或輸出電流的控制；易于實現均流。缺點是：電流放大器在開關頻率處的增益有最大限制；雙閉環放大器帶寬、增益等配合參數設計調試復雜。 峰值電流模式控制 峰值電流模式控制簡稱電流模式控制(Peak Current-mode control PWM) ，它的概念在六十年代后期來

51、源于具有原邊電流保護功能的單端自激式反激開關電源。在七十年代后期才從學術上作深入地建摸研究。直至八十年代初期，第一批電流模式控制PWM集成電路的出現使得電流模式控制迅速推廣應用。主要用于單端及推挽電路。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術實現上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰。因為這種改善性能的電壓模式控制加有輸入電壓前饋功能，并有完善的多重電流保護等功能，在控制功能上已具備大局部電流模式控制的優點，而在實現上難度不大，技術較為成熟。峰值電流模式控制不是用電壓誤差信號直接控制PWM脈沖寬度，而是直接控制峰值輸出側的電感電流大小，然后間接地控

52、制PWM脈沖寬度。電流模式控制是一種固定時鐘開啟、峰值電流關斷的控制方法。因為峰值電感電流容易傳感，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對應，因為在占空比不同的情況下，相同的峰值電感電流的大小可以對應不同的平均電感電流大小。而平均電感電流大小才是唯一決定輸出電壓大小的因素。在數學上可以證明，將電感電流下斜波斜率的至少一半以上斜率加在實際檢測電流的上斜波上，可以去除不同占空比對平均電感電流大小的擾動作用，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流。因而合成波形信號V要有斜坡補償信號與實際電感電流信號兩局部合成構成。當外加補償斜坡信號的斜

53、率增加到一定程度，峰值電流模式控制就會轉化為電壓模式控制。因為假設將斜坡補償信號完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制，只不過此時的電流信號可以認為是一種電流前饋信號。當輸出電流減小，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變為電壓模式控制。當處于空載狀態，輸出電流為零并且斜坡補償信號幅值比擬大的話，峰值電流模式控制就實際上變為電壓模式控制了。峰值電流模式控制PWM是雙閉環控制系統，電壓外環控制電流內環。電流內環是瞬時快速的，是按照逐個脈沖工作的。功率級是由電流內環控制的電流源，而電壓外環控制此功率級電流源。在該雙環控制中，電流內環只負責輸出電感的動態變化，因而電壓外環僅需控制輸出電容，不必控

54、制LC儲能電路。由于這些，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。峰值電流模式控制PWM的優點是暫態閉環響應較快，對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態響應均快。控制環易于設計輸入電壓的調整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術相妣美簡單自動的磁通平衡功能瞬時峰值電流限流功能，內在固有的逐個脈沖限流功能。自動均流并聯功能。 缺點是占空比大于50%的開環不穩定性，存在難以校正的峰值電流與平均電流的誤差。閉環響應不如平均電流模式控制理想。容易發生次諧波振蕩，即使占空比小于50%，也有發生高頻次諧波振蕩的可能性。因而需要斜坡補償。對噪聲敏感，抗噪聲性差。因為電感處于連續儲能電流狀態，與控

55、制電壓編程決定的電流電平相比擬，開關器件的電流信號的上斜波通常較小，電流信號上的較小的噪聲就很容易使得開關器件改變關斷時刻，使系統進入次諧波振蕩。電路拓撲受限制。對多路輸出電源的交互調節性能不好。峰值電流模式控制PWM最主要的應用障礙是容易振蕩及抗噪聲性差。振蕩可以來源于：器件開啟時的反向恢復引起的電流尖刺，噪聲干擾，斜波補償瞬態幅值缺乏等。峰值電流模式控制的開關電源容易在開機啟動及電壓或負載突然較大變化時發生振蕩。 滯環電流模式控制滯環電流模式控制PWM(Hysteretic Current-mode control PWM)為變頻調制，也可以為定頻調制。變頻調制的滯環電流模式控制PWM：將

56、電感電流信號與兩個電壓值比擬，第一個較高的控制電壓值Vc由輸出電壓與基準電壓的差值放大得到，它控制開關器件的關斷時刻；第二個較低電壓值Vch由控制電壓Vc減去一個固定電壓值Vh得到，Vh叫做滯環帶，Vch控制開關器件的開啟時刻。滯環電流模式控制是由輸出電壓值Vout、控制電壓值Vc及Vch三個電壓值確定一個穩定狀態，比電流模式控制多一個控制電壓值Vch，去除了發生次諧波振蕩的可能性，其優點：不需要斜波補償。穩定性好，不容易因噪聲發生不穩定振蕩。缺點：需要對電感電流全周期的檢測和控制。變頻控制容易產生變頻噪聲。相加模式控制 相加模式控制PWM (Summing-mode control PWM)

57、與電壓模式控制有些相似，但有兩點不同：一是放大器e/a是比例放大器，沒有電抗性補償元件。控制電路中電容C1較小起濾除高頻開關雜波作用。主電路中的較小的濾波電路也起減小輸出高頻雜波作用。假設輸出高頻雜波小的話，均可以不加。因此，電壓誤差放大沒有延時環節，電流放大也沒有大延時環節。二是經過濾波后的電感電流信號Vi也與電壓誤差信號Ve相加在一起構成一個總和信號V與三角鋸齒波比擬，得到PWM控制脈沖寬度。相加模式控制PWM 是單環控制，但它有輸出電壓、輸出電流兩個輸入參數。如果輸出電壓或輸出電流變化，那么占空比將按照補償它們變化的方向而變化。其優點是：動態響應快比普通電壓模式控制快35倍，動態過沖電壓

58、小，輸出濾波電容需要較少。相加模式控制中的Vi注入信號容易用于電源并聯時的均流控制。缺點是：需要精心處理電流、電壓取樣時的高頻噪聲抑制。4.2 開關電源集成控制器開關電源主要由主回路和控制回路兩大局部組成，主回路是將交流電網的電能傳遞給負載的回路，控制回路是按輸入輸出條件控制主回路的工作狀態的回路，將控制回路集成化即稱為開關電源集成控制器。開關電源集成控制器多為脈寬調制型(PWM),早期PWM多為電壓型，缺點是瞬念響應不好。電流控制型PWM的性能和功能均優于電壓控制型，國外新生產的電流PWM控制器品種和數量最多，有完全取代電壓控制型的趨勢。4.2.1、UC3842的內部結構和特點 UC3842

59、是美國Unitrode公司生產的一種高性能單端輸出式電流控制型脈寬調制器芯片。UC3842為8腳雙列直插式封裝，其內部原理框圖如圖1所示。主要由5.0V基準電壓源、用來精確地控制占空比調定的振蕩器、降壓器、電流測定比擬器、PWM鎖存器、高增益E/A誤差放大器和適用于驅動功率MOSFET的大電流推挽輸出電路等構成。端1為COMP端；端2為反響端；端3為電流測定端；端4接Rt、Ct確定鋸齒波頻率；端5接地；端6為推挽輸出端，有拉、灌電流的能力；端7為集成塊工作電源電壓端，可以工作在840V；端8為內部供外用的基準電壓5V，帶載能力50mA。4.22電路結構與工作原理圖2所示為筆者在實際工作中使用的

60、電路圖。輸入電壓為24V直流電。三路直流輸出，分別為+5V/4A，+12V/和-12V/。所有的二極管都采用快速反響二極管，核心PWM器件采用UC3842。開關管采用快速大功率場效應管。4.2.2.1 啟動過程首先由電源通過啟動電阻R 1提供電流給電容C2充電，當C2電壓到達UC3842的啟動電壓門檻值16V時，UC3842開始工作并提供驅動脈沖，由6端輸出推動開關管工作，輸出信號為上下電壓脈沖。高電壓脈沖期間，場效應管導通，電流通過變壓器原邊，同時把能量儲存在變壓器中。根據同名端標識情況，此時變壓器各路副邊沒有能量輸出。當6腳輸出的高電平脈沖結束時，場效應管截止，根據楞次定律，變壓器原邊為維