1、 PAGE40 / NUMPAGES45洛 陽 理 工 學 院畢 業 設 計（論 文） 題目：基于UC3524的開關電源設計2013年5月16日基于UC3524的開關電源設計摘 要隨著開關電源在計算機、通信、航空航天、儀器儀表與家用電器等方面的廣泛應用, 人們對其需求量日益增長, 并且對電源的效率、體積、重量與可靠性等方面提出了更高的要求。電力電子技術的發展，特別是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速發展，將開關電源的工作頻率提高到相當高的水平，使其具有高穩定性和高性價比等特性。開關電源技術的主要用途之一是為信息產業服務。信息技術的發展對電源技術又提出了更高的要求，從而促進了開關電源技術的發

2、展。開關電源中的功率調整管工作在開關狀態，具有功耗小、效率高、穩壓圍寬、溫升低、體積小等突出優點，在通信設備、數控裝置、儀器儀表、視頻音響、家用電器等電子電路中得到廣泛應用。開關電源的高頻變換電路形式很多, 常用的變換電路有推挽、全橋、半橋、單端正激和單端反激等形式。本論文是基于芯片UC3524的開關電源系統設計。關鍵詞：開關電源，半橋，全橋，推挽,UC3524Switching Power Based on UC3524 ChipABSTRACTWiththe switch power source extensive use in the field of computer, commun

3、icate by letter, aeronautics and astronautics, instrument appearance and domestic appliances etc., people increases by gradually to whose need amounts, have brought forward higher request to aspect such as power source efficiency, bulkfactorand reliability. The electric power electronic technology d

4、evelopment,specially highefficiency component IGBT and the MOSFET rapid development, enhancesthe switching power supply operating frequency to the quite highlevel, enable it to have the high stability and high performance-price ratioand so on the characteristic. One of switching power supply technol

5、ogymain uses is serves for the information industries. The informationtechnology development also set a higher request to the power source technology, thus promoted the switching power supply technology development.Switching power supply in the power adjustment control work in the off state, with lo

6、w power consumption, high efficiency, wide voltage range, low temperature rise, and other outstanding advantages of small size, the communication equipment, CNC equipment, Instrumentation, video audio, home appliances so widely used in electronic circuits. High frequency converter switching power su

7、pply so many forms of commonly used with push-pull converter, full bridge, half bridge, single-ended forward and the form of single-ended flyback.This paper is based on UC3524 chip switching power supply system design.KEY WORDS: Switching power supply，Half bridge，The bridge，The push-pull， UC3524目錄TO

8、C o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc7517 前言 PAGEREF _Toc7517 1 HYPERLINK l _Toc4073 第1章 開關電源的基礎知識 PAGEREF _Toc4073 2 HYPERLINK l _Toc24119 1.1 開關電源的概述 PAGEREF _Toc24119 2 HYPERLINK l _Toc4075 1.1.1 開關電源的組成 PAGEREF _Toc4075 2 HYPERLINK l _Toc476 1.1.2 開關電源的工作原理 PAGEREF _Toc476 3 HYPERLINK l _Toc4914 1.1.3

9、開關電源的特點 PAGEREF _Toc4914 4 HYPERLINK l _Toc12993 1.2 開關電源主要結構 PAGEREF _Toc12993 4 HYPERLINK l _Toc25878 1.2.1 串聯式結構 PAGEREF _Toc25878 4 HYPERLINK l _Toc14334 1.2.2 并聯式結構 PAGEREF _Toc14334 5 HYPERLINK l _Toc27324 1.3開關電源的電路 PAGEREF _Toc27324 6 HYPERLINK l _Toc21648 1.3.1 開關電源電路 PAGEREF _Toc21648 6 HY

10、PERLINK l _Toc17307 1.3.2 多電源電路的特點 PAGEREF _Toc17307 7 HYPERLINK l _Toc6351 1.4 開關器件的選擇與驅動 PAGEREF _Toc6351 7 HYPERLINK l _Toc31336 1.4.1 電力二極管 PAGEREF _Toc31336 7 HYPERLINK l _Toc6514 1.4.2 電力場效應管 PAGEREF _Toc6514 9 HYPERLINK l _Toc31362 1.4.3 絕緣柵雙極晶體管 PAGEREF _Toc31362 10 HYPERLINK l _Toc16317 1.4

11、.4 緩沖電路 PAGEREF _Toc16317 11 HYPERLINK l _Toc3575 第2章 開關電源的變換電路 PAGEREF _Toc3575 13 HYPERLINK l _Toc1015 2.1 基本變換電路 PAGEREF _Toc1015 13 HYPERLINK l _Toc4258 2.1.1 自激型推挽電路 PAGEREF _Toc4258 13 HYPERLINK l _Toc11408 2.1.2 橋式變換電路 PAGEREF _Toc11408 17 HYPERLINK l _Toc10534 2.1.3 半橋變換電路 PAGEREF _Toc10534

12、18 HYPERLINK l _Toc16305 2.1.4 正激變換電路 PAGEREF _Toc16305 19 HYPERLINK l _Toc7895 2.1.5 反激變換電路 PAGEREF _Toc7895 20 HYPERLINK l _Toc517 2.2 不同電路的特點 PAGEREF _Toc517 21 HYPERLINK l _Toc23499 第3章 雙端輸出驅動器UC3524 PAGEREF _Toc23499 23 HYPERLINK l _Toc29942 3.1 UC3524的簡介 PAGEREF _Toc29942 23 HYPERLINK l _Toc25

13、778 3.1.1 UC3524的概述 PAGEREF _Toc25778 23 HYPERLINK l _Toc6073 3.1.2 UC3524結構介紹 PAGEREF _Toc6073 24 HYPERLINK l _Toc7200 3.2 UC3524的工作原理 PAGEREF _Toc7200 26 HYPERLINK l _Toc2529 第4章 基于UC3524的電源設計 PAGEREF _Toc2529 28 HYPERLINK l _Toc5486 4.1 基于UC3524的高壓電源結構 PAGEREF _Toc5486 28 HYPERLINK l _Toc25417 4.

14、2 各電源結構的分析 PAGEREF _Toc25417 29 HYPERLINK l _Toc7007 第5章 開關電源技術的發展 PAGEREF _Toc7007 34 HYPERLINK l _Toc29850 5.1直流穩壓電源市場概況 PAGEREF _Toc29850 34 HYPERLINK l _Toc28966 5.2開關電源的應用前景 PAGEREF _Toc28966 35 HYPERLINK l _Toc31928 5.2.1開關電源的發展動向 PAGEREF _Toc31928 35 HYPERLINK l _Toc727 5.2.2 我國的開關電源市場 PAGERE

15、F _Toc727 36 HYPERLINK l _Toc32326 結論 PAGEREF _Toc32326 38 HYPERLINK l _Toc16913 辭 PAGEREF _Toc16913 39 HYPERLINK l _Toc30109 參考文獻 PAGEREF _Toc30109 40 HYPERLINK l _Toc15011 附錄 PAGEREF _Toc15011 41 HYPERLINK l _Toc30528 外文資料翻譯 PAGEREF _Toc30528 42前言電源是實現電能變換和功率傳遞的主要設備。在信息時代，農業、交通運輸、國防教育、能源開發、通信等領域的迅

16、猛發展，對電源產業提出了更高、更多的要求，如：節電、節能、節材、減重、縮體、安全、可靠、環保等。這就迫使電源工作者在電源研發過程中不斷探索，尋求各種相關技術，做出最好的電源產品，以滿足各行各業的要求。開關電源是一種新型電源設備，較之于傳統的線性電源，其技術含量高，耗能低，使用方便，并取得了較好的經濟效益。伴隨著電力電子技術的快速發展，電力電子系統的應用領域也越來越廣泛，電子設備的種類也越來越多，而且任何電子設備都離不開可靠的電源，它們對電源的要求也越來越高。開關電源是一種利用現代電力電子技術，通過控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源。它以高效率、輕量、小型、安全可靠等

17、特點被廣泛應用于以電子控制系統為主導的各種通信設備、終端設備等幾乎所有的電子設備，是當今時代電子信息產業快速發展不可或缺的一種電源形式。主要作為高功率脈沖電源的大型軍用設備和初級電源的電源系統,也能應用于大電流快速充放電系統和通信、醫療航天、電子等眾多領域,其中,幾十幾百千瓦的大、高功率開關電源主要應用于國防事業、大型科研項目和現代化工業中,因此開關電源具有非常廣闊的應用前景。近年來，在高壓大功率的應用場合，開關電源作為一種高效好型、高性能的電源己廣泛用于家用電器、電子計算機、變頻器等電子設備中。采用開關電源后，可以使相關裝置體積小、重量輕、功耗低、穩壓圍寬，大改善了裝置的控制可靠性與保護性能

18、。第1章 開關電源的基礎知識1.1 開關電源的概述1.1.1開關電源的組成 開關電源由以下四個基本環節組成，見圖1-1所示。圖1-1電源基本組成框圖DC/DC變換器： 用以進行功率變換，是開關電源的核心部分。DC/DC變換器有多種電路形式，其中控制波形為方波的PWM變換器以與工作波形為準正弦波的諧振變換器應用較為普遍。驅動器： 開關信號的放大部分，對來自信號源的開關信號放大，整形，以適應開關管的驅動要求。信號源： 產生控制信號，由它激或自激電路產生，可以是PWM信號，也可以是PFM信號或其它信號。比較放大器：比較放大器對給定信號和輸出反饋信號進行比較運算，控制開關信號的幅值，頻率，波形等，通過

19、驅動器控制開關器件的占空比，達到穩定輸出電壓值的目的。除此之外，開關電源還有輔助電路，包括啟動電路、過流過壓保護、輸入濾波、輸出采樣、功能指示等。線性電源相比，開關電源輸入的瞬態變換表現在輸出端。由于反饋放大器的頻率特性得到改善，即便提高開關頻率，開關電源的瞬態響應指標也能得到改善。輸出端LC濾波器的特性決定著負載變換瞬態響應。所以瞬態響應特的改善方法可以通過降低輸出濾波器LC、提高開關頻率等方法。1.1.2開關電源的工作原理開關電源的工作原理圖如圖1-2所示；圖中輸入的直流不穩定電壓Ui經開關S加至輸出端，S為受控開關，是一個受開關脈沖控制的開關調整管。使開關S按要求改變導通或斷開時間，就能

20、把輸入的直流電壓Ui變成矩形脈沖電壓。這個脈沖電壓經濾波電路進行平滑濾波就可得到穩定的直流輸出電壓U0。 (a)原理電路圖 (b)波形圖圖1-2 開關電源的工作原理為方便分析開關電路，定義脈沖占空比如下： (1-1)式中T表示開關S的開關重復周期；TON表示開關S在一個開關周期中的導通時間。開關電源直流輸出電壓U0與輸入電壓Ui之間有如下關系： (1-2)由(1-2)式可以看出，若開關周期T一定，改變開關S的導通時間TON，即可改變脈沖占空比D，達到調節輸出電壓的目的。T不變，只改變TON來實現占空比調節的方式叫做脈沖寬度調制(PWM)。由于PWM式的開關頻率固定，輸出濾波電路比較容易設計，易

21、實現最優化，所以PWM式開關電源用得較多。若保持TON不變，利用改變開關頻率f=1/T實現脈沖占空比調節，從而實現輸出直流電壓U0穩壓的方法，稱做脈沖頻率調制(PFM)方式開關電源。由于開關頻率不固定，所以輸出濾波電路的設計不易實現最優化。既改變TON，又改變T，實現脈沖占空比的調節的穩壓方式稱做脈沖調頻調寬方式。在各種開關電源中，以上三種脈沖占空比調節方式均有應用。1.1.3開關電源的特點(1)效率高：開關電源的功率開關調整管工作在開關狀態，所以調整管的功耗小，效率高，一般在80%90%，高的可達90%以上。(2)重量輕：由于開關電源省掉了笨重的電源變壓器，節省了大量的漆包線和硅鋼片，電源的

22、重量只有同容量線性電源的1/5，體積也大大縮小。(3)可靠安全：在開關電源中，由于可以方便的設置各種形式的保護電路，所以當電源負載出現故障時，能自動切斷電源，保護功能可靠。穩壓圍寬：開關電源的交流輸入電壓在90270V圍變化時，輸出電壓的變化在2%以下。合理設計電路，還可使穩壓圍更寬，并保證開關電源的高效率。(4)穩壓圍寬：開關電源的交流輸入電壓在90270V圍變化時，輸出電壓的變化在2%以下。合理設計電路，還可使穩壓圍更寬，并保證開關電源的高效率。(5)功耗?。河捎诠β书_關管工作在開關狀態，損耗小，不需要采用大面積散熱器，電源溫升低，周圍元件不致因長期工作在高溫環境而損壞，所以采用開關電源可

23、以提高整機的可靠性和穩定性。(6)元件數值小： 由于開關電源的工作頻率高，一般在20kHz以上，所以濾波元件的數值可以大大減小。11.2 開關電源主要結構1.2.1 串聯式結構串聯開關電源工作原理的方框圖如圖1-3所示；功率開關晶體管VT串聯在輸入與輸出之間。正常工作時，功率開關晶體管VT在開關驅動控制脈沖的作用下周期性地在導通、截止之間交替轉換，使輸入與輸出之間周期性的閉合與斷開。輸入不穩定的直流電壓通過功率開關晶體管VT后輸出為周期性脈沖電壓，再經濾波后，就可得到平滑直流輸出電壓U0。U0和功率開關晶體管VT的脈沖占空比D有關，見式(12)。圖1-3 串聯開關電源原理圖輸入交流電壓或負載電

24、流的變化，會引起輸出直流電壓的變化，通過輸出取樣電路將取樣電壓與基準電壓相比較，誤差電壓通過誤差放大器放大，控制脈沖調寬電路的脈沖占空比D，達到穩定直流輸出電壓U0的目的。1.2.2 并聯式結構并聯開關電源工作原理方框圖如圖1-4所示。圖1-4 并聯開關電源原理圖功率開關晶體管VT與輸入電壓、輸出負載并聯，輸出電壓為：(1-3)圖1-4為一種輸出升壓型開關電源，電路中有一個儲能電感，適當利用這個儲能電感，可將并聯開關電源轉變為廣泛使用的變壓器耦合并聯開關電源。變壓器耦合并聯開關電源工作框圖如圖1-5所示。 圖1-5 變壓器耦合并聯開關電源原理圖功率開關晶體管VT與開關變壓器初級線圈相串聯接在電

25、源供電輸入端，功率開關晶體管VT在開關脈沖信號的控制下，周期性地導通與截止，集電極輸出的脈沖電壓通過變壓器耦合在次級得到脈沖電壓，這個脈沖電壓經整流濾波后得到直流輸出電壓U0。同樣經過取樣電路將取樣電壓與基準電壓UE進行比較被誤差放大器放大，由誤差放大器輸出至功率開關晶體管VT，通過控制功率開關晶體管VT的導通、截止達到控制脈沖占空比的目的，從而穩定直流輸出電壓。由于采用變壓器耦合，所以變壓器的初、次級側可以相互隔離，從而使初級側電路地與次級側電路地分開，做到次級側電路地不帶電，使用安全。同時由于變壓器耦合，可以使用多組次級線圈，在次級得到多組直流輸出電壓。11.3開關電源的電路1.3.1 開

26、關電源電路1.主開關電源主開關電源的輸出功率較副電源、行輸出級二次電源的輸出功率要大。它將輸入220V交流輸入直接整流、濾波為300V左右的直流電壓，再經過開關穩壓調整環節中的開關調整管、開關變壓器、穩壓控制電路、激勵脈沖產生電路對300V左右的直流電壓進行DC-DC開關變換，產生各種所需的穩定直流電壓輸出。主開關電源主要為主負載電路提供110145V的直流電壓。遙控待機功能是通過對主開關電源的控制實現的，主開關電源一旦停止工作，則相應的功率放大級也將停止工作，于是主負載失去了直流供電。2. 副電源副電源的主要作用是為微處理器控制電路提供5V的供電電壓，副電源電路一般較簡單，既可采用簡易開關電

27、源也可以采用傳統的線性穩壓電路，無論負載處于正常工作狀態還是待機狀態，副電源都必須正常工作。3.輔助電路 將行輸出變壓器中產生的行掃描脈沖進行整流與濾波，就可以得到各種所需的直流電壓。由于它是由行輸出級經直流-交流-直流的兩次變換，所以又稱為二次電源。行輸出級產生的各種直流電壓主要給顯像管各電極供電，同時也可以為視頻輸出板尾板、場掃描，圖像和伴音通道供電。1.3.2 多電源電路的特點（1） 負載均要求具有高可靠性，對電源的要求除了提供較大功率，還要求有較高的效率。（2） 電源輸入能適應110V或220V交流供電的需求。一般要求電源對交流輸入電壓的適應圍為90-245V，并對50Hz與60Hz輸

28、入頻率均能適應。（3） 輸出端與輸入端隔離。輸出取樣反饋賄賂必須采用隔離元件進行電源初、次級的隔離，以提高設備的抗干擾性和安全性。（4） 電源電路有良好的的過壓、過流、輸出短路與復位功能（5）可實現遙控待機功能，設計有負電源電路（待機電源）。1.4 開關器件的選擇與驅動1.4.1 電力二極管電力二極管的基本結構和工作原理與信息電子電路中的二極管一樣，是以PN結為基礎，由PN結和兩端引線以與封裝組成。主要有以下三種特性：靜態特性：電力二極管的靜態特性指其伏安特性，當電力二極管承受的正向電壓達到一定值，即門檻電壓UTO時，正向電流才開始明顯增加，處于穩定導通狀態。與正向電流IF對應的二極管兩端的電

29、壓UF即為其正向電壓降。當電力二極管承受反向電壓時，只有微小而數值恒定的反向漏電流。開通過程：電力二極管的正向壓降先出現一個過沖UFP，經一段時間才接近穩態壓降，如圖1-6所示。其中，uF表示二極管壓降，iF表示二極管正向電流，tfr為正向恢復時間。電流上升率越大，UFP越高。 圖1-6 開通過程關斷過程：電力二極管經過一段短暫的時間才能重新獲得反向阻斷能力，進入截止狀態。在關斷之前有較大的反向電流出現，并伴隨有明顯的反向電壓過沖。如圖1-7所示，URP為最大反向電壓，IRP為最大反向電流，trr為反向恢復時間(trr越小越好)。 圖1-7 反向恢復過程中電流和電壓波形電力二極管有三種主要類型

30、，分別是整流二極管、快速恢復二極管和肖特基二極管。其中整流二極管一般用于開關頻率不高(1kHz以下)的整流電路，其反向恢復時間較長，一般在5s以上，正向電流額定值和反向電壓額定值很高，分別可達數千安和數千伏以上。快速恢復二極管是指指恢復過程很短，特別是反向恢復過程很短的二極管，也稱快速二極管。該類二極管的反向恢復時間短(可低于50ns)，正向壓降也很低(0.9V左右)，但其反向耐壓多在400V以下。超快恢復二極管的快速恢復時間甚至僅為2030ns。肖特基二極管的反向恢復時間很短(1040ns)，正向恢復過程中也不會有明顯的電壓過沖。在反向耐壓較低的情況下，肖特基二極管的正向壓降也很小，明顯低于

31、快恢復二極管。其開關損耗和正向導通損耗都比快速二極管還要小，故效率較高。肖特基二極管當反向耐壓提高時其正向壓降也會高，因此多用于低壓條件下。1.4.2 電力場效應管 電力場效應晶體管簡稱電力MOSFET，其特點是用柵極電壓來控制漏極電流，驅動電路簡單，需要的驅動功率小，開關速度快，工作頻率高，熱穩定性好。但由于該管的電流容量小，耐壓低，因此它一般用于功率不超過10kW的電源電子裝置。電力MOSFET的種類按導電溝道可分為P溝道和N溝道，圖1-8(a)所示為N溝道電力MOSFET的結構，圖(b)為電力MOSFET的電氣圖形符號。電力MOSFET的工作原理是：在截止狀態，漏、源極間加正電源，柵、源

32、極間電壓為零，P基區與N漂移區之間形成的PN結反偏，漏、源極之間無電流流過；在導通狀態，即當UGS大于開啟電壓或閾值電壓UT時，柵極下P區表面的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結消失，漏極和源極導電。MOSFET開關時間在10100ns之間，工作頻率可達100kHz以上，是電力電子器件中最高的。由于是場控器件，靜態時幾乎不需輸入電流。但在開關過程中需對輸入電容充放電，仍需一定的驅動功率。開關頻率越高，所需要的驅動功率越大。（a）部結構斷面示意圖(b)電氣圖形符號圖 圖1-8 電力MOSFET的結構和電氣圖形符號 因為電力MOSFET開關頻率

33、可達到100kHz，采用專用驅動芯片最為理想。IR2011、IR221系列均可工作在100kHz以上。同類型的高壓板橋驅動IC有很完善的保護機制，可以很好地應用于半橋、全橋、三相全橋等拓撲結構。1.4.3 絕緣柵雙極晶體管IGBT為三端器件，分別為柵極G、集電極C和發射極E，如圖1-9所示。IGBT的驅動原理與電力MOSFET基本一樣，是場控器件，通斷由柵、射極電壓UGE決定。導通狀態：UGE大于開啟電壓，MOSFET形成溝道，為晶體管提供基極電流，IGBT導通；關斷狀態：柵、射極間施加反壓或不加信號，MOSFET的溝道消失，晶體管的基極電流被切斷，IGBT關斷。(a)部結構斷面示意圖 (b)

34、電氣圖形符號 圖1-9 IGBT的結構和電氣圖形符號IGBT有如下特性(1) 開關速度高，開關損耗小。(2) 一樣電壓和電流時，安全工作區大，且具有耐脈沖電流沖擊的能力。(3) 通態壓降比MOSFET低，特別是在電流較大的區域。(4) 輸入阻抗高，輸入特性與MOSFET類似。(5) 與MOSFET和GTR相比，耐壓和通流能力進一步提高，同時保持開關頻率高的特點。51.4.4 緩沖電路1.緩沖電路的作用緩沖電路也叫吸收電路，其作用就是抑制電子元器件的部過電流和di/dt、過電壓和du/dt，減小器件的開關損耗。開通緩沖電路，也稱di/dt抑制電路，其作用是抑制di/dt、抑制器件開通時的電流過沖

35、，減小器件的開通損耗。關斷緩沖電路，也稱du/dt抑制電路，其作用是抑制du/dt、吸收電子元器件的換相過電壓和關斷過電壓、減小器件的關斷損耗。將開通緩沖電路和關斷緩沖電路結合在一起就可形成復合緩沖電路，如圖1-10所示。 圖1-10 緩沖電路 緩沖電路中的元件設計電容C2和電阻R2的取值可參考工程手冊或通過實驗確定，VD2必須選用快恢復二極管，二極管的額定電流必須于主電路元器件的1/10，選用部電感小的吸收電容，盡量減小線路電感，在一些中小容量場合可只在直流側設一個du/dt抑制電路，對IGBT甚至可以僅并聯一個吸收電容。在實用中晶閘管一般沒有關斷過電壓只承受換相過電壓，關斷時也沒有較大的d

36、u/dt，一般采用RC吸收電路即可解決。第2章 開關電源的變換電路由開關電源結構可知，開關穩壓器無論何種形式(自激或它激),實際上都是由開關電路和穩壓控制電路兩大系統組成。常見的電源變換電路可以分為單端和雙端電路兩大類。單端電路包括正激和反激兩類；雙端電路包括全橋、半橋和推挽三類。每一類電路都可能有多種不同的拓撲形式或控制方法。單端開關電路受開關器件做大動作電流的限制以與變換電路的影響，其輸出功率一般在200W左右。若需要大功率電源，必須采用新的電路結構。推挽式、半橋式、橋式開關電路可以輸出大功率，成為開關電源的主要電路形式。2.1 基本變換電路推挽式、半橋式、橋式等變換電路由于其特殊結構，可

37、以輸出大功率，是目前開關電源的基礎電路形式。本節對基礎變換原理與結構分析，介紹其電路主要參數的計算方法。2.1.1自激型推挽電路如圖2-1所示為推挽式開關電路的示意圖。圖2-1 推挽式開關電路脈沖變壓器TC初、次級都有兩組對稱的繞組，其相位關系如圖所示，開關管用開關S代替。如果使S1、S2交替導通，通過變壓器將能量傳到次級電路，使V1、V2輪流導通，向負載提供能量。由于S1、S2導通時脈沖變壓器TC電流方向不同，形成的磁通方向相反，因此推挽電路提高了磁芯的利用率。在四個象限，磁芯的磁化曲線都被利用，在輸出功率一定時，磁芯的有效截面積可以小于同功率的單端開關電路。此外當驅動脈沖頻率恒定時，紋波率

38、也相對較小。推挽式開關電路中，能量轉換由兩管交替控制，當輸出一樣功率時，電流僅是單端開關電源管的一半，因此開關損耗隨之減小，效率提高。如果用同規格的開關管組成單端變換電路，輸出最大功率為150W。若使用2只同規格開關管組成推挽電路，輸出功率可以達到400500W。所以輸出功率200W以上的開關電源均宜采用推挽電路。當濾波電感L電流連續時，輸出電壓表達式為：（2-1）式中：N1、N2分別為變壓器N1繞組和N2繞組的匝數；ton為導通時間；T為VT的關斷時間。 圖2-1所示的對稱推挽電路也有其不足之處：1、開關管承受反壓較高。當開關管截止時，電源電壓和脈沖變壓器初級二分之一的感應電壓相串聯，加到開

39、關管集電極和發射極，因而要求開關管VECO2VCC。2、推挽電路相當于單端開關電路的對稱組合，只有當開關管特性、脈沖變壓器初、次級繞組均完全對稱，脈沖變壓器磁心的磁化曲線在直角坐標第、象限所包括的面積，才和第、象限曲線面積相等，正負磁通相抵消。否則磁感應強度+B和-B的差值形成剩余磁通量，使一個開關管磁化電流增大，同時次級V1、V2加到負載上的輸出電壓也不相等，從而增大紋波，推挽電路的優勢盡失。因此，這種推挽電路目前僅用于自激或它激式低壓輸入的穩壓變換器中。因為低壓供電，N1、N2匝數少，且兩繞組間電壓差也小，一般采用雙線并繞的方式來保證其對稱性圖2-2為飽和型推挽式自激變換器的基本電路。所謂

40、飽和式，是指脈沖變壓器工作在磁化曲線的飽和狀態。電路通電以后，電流經電阻R1到正反饋繞組N3N4的中點，同時向VT1、VT2基極提供啟動偏置。由于VT2的基極電路附加了R2，因此IB2、IC2小于IC1、IB1。啟動狀態，IC1IC2的結果，使脈沖變壓器中形成的磁通N1N2，合成總磁通量為N1-N2，使VT1的導通電流起主導作用。因此，N1在各繞組中產生感應電勢，正反饋繞組N3的感應電勢形成對VT1的正反饋，使VT1集電極電流迅速增大。IC1的增大使N1激磁電流增大，磁場強度(H)的增加，使磁感應強度(B)磁化曲線增大，當到達磁心飽和點時，即使磁化電流再增大，也無法再使磁感應強度增大，即磁通量

41、的變化為零。磁通量飽和的結果，使其無變量，各繞組感應電壓為零，VT1的正反饋消失，集電極電流IC1IB1*，并迅速減小。此過程中，正反饋繞組感應電壓反向，使VT2導通，且IC2迅速增大，VT1截止。此過程中，由于磁心的飽和周而復始地進行，VT1、VT2輪流導通，初始電流方向隨之不斷改變，因而在次級感應出雙向矩形脈沖。因此推挽變換器次級可以通過全波或橋式整流向負載供電。 圖2-2飽和式推挽變換器基本電路飽和型推挽變換器中，開關管VT1、VT2必須選擇較大的ICM。因為當磁通量開始飽和時，脈沖變壓器等效電感也開始減小，磁通量完全飽和時等效電感為零，開關管集電極電流劇增。在Ic劇增至IcIB*時，I

42、c才開始減小。一般飽和型變換器只用在低壓變換器中，即使如此也必須嚴格設計脈沖變壓器飽和點的激磁電流，不能大于開關管最大允許電流。這種變換器的優點是頻率比較穩定，其翻轉過程只取決于脈沖變壓器和負載電流。 自激推挽式變換器也有不足。首先是自激推挽式開關電路的驅動脈沖是雙向的。在圖5-2中，當VT1導通期間，N3的感應脈沖是以正脈沖形式加到VT1的基極，此時VT2處于截止狀態，N4的感應脈沖以負脈沖形式加到VT2基極。當開關管或脈沖變壓器進入飽和狀態時，首先是正反饋脈沖減小，隨IB800V的開關管，而橋式電路中開關管UCEO大于400V也比較安全了。開關管功耗PCM一定時，UCEO低的管子其ICM也

43、必然較大，相對地使橋式開關電路上限輸出功率增大。此外，橋式電路中脈沖變壓器T的初級通過的是對稱的方波，理論上無直流成分磁化電流，因而其磁通量為交變磁通，無恒定磁場，使脈沖變壓器的有效利用率提高，減小了開關電源的體積和重量。更重要的是，橋式開關電路的脈沖變壓器初級只需要一組繞組，不存在對稱的問題，且初級最高電壓為輸入電壓，這使得脈沖變壓器的結構大為簡化。因此橋式電路被廣泛用于kW級的大功率開關電源中。在圖2-3所示的全橋逆變電路中，互為對角的一對開關管輪流同時導通，在變壓器初級側形成交變電壓，傳遞到次級，經整流濾波后輸出，改變占空比即可改變輸出電壓。當VT1與VT4開通后，二極管VD1和VD4處

44、于通態，電感L的電流逐漸上升；VT2與VT3開通后，二極管VD2和VD3處于通態，電感L的電流也上升。VT1和VT2斷態時承受的最高電壓為Ui。如果VT1、VT4與VT2、VT3的導通時間不對稱，則N1中的交變電壓中將含有直流分量，會在變壓器一次側產生很大的直流電流，造成磁路飽和，因此全橋電路應注意避免電壓直流分量的產生，也可以在一次側回路串聯一個電容，以阻斷直流電流。設每對管導通時間為ton，開關周期為T，則在濾波電感電流連續時，輸出電壓與輸入電壓的關系表達式同式(2-1)。2.1.3 半橋變換電路半橋式電路顧名思義就是取掉橋式電路中的兩只開關管，半橋變換電路如圖2-4所示。電路的工作過程：

45、VT1與VT2交替著導通，就能在變壓器一次側形成幅值為Ui/2的交流電壓。通過改變兩個開關的導通時間，就可以改變變壓器二次側整流電壓Ud的平均值，就可以改變整流輸出電壓U0。當VT1導通時，二極管V1處于通態；當VT2導通時，二極管V2處于通態；當VT1、VT2都關斷時，由于電路處于短路狀態，所以變壓器繞組N1中的電流為零，此時V1和V2都處于通態，各分擔一半的電流。VT1或VT2導通時，通過電感L的電流逐漸上升；兩個開關都關斷時，通過電感L的電流逐漸下降。VT1和VT2處于斷開狀態時所承受的電壓最高為Ui。由于電容器C1、C2的隔離作用，對兩個開關由于導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的

46、直流分量，半橋變換電路有著自動平衡作用，因此不容易發生直流磁飽和與變壓器的偏磁。圖2-4半橋電路原理圖 當濾波電感L的電流連續時，輸出電壓的計算公式為： (2-2)半橋式開關電路省去兩只開關管，采用連接電容分壓方式，使開關管c-e極電壓與橋式電路一樣，同時驅動電路也大為簡化，只需兩組在時間軸上不重合的驅動脈沖，兩組驅動電路的參考點為各自開關管的發射極，顯然比橋式電路的形式簡單得多。根據上述原理，當采用一樣規格開關管時，半橋式負載端電壓為1/2Uin，輸出功率為橋式電路的1/4。半橋式電路具有全橋式電路的所有優勢，因此其應用比全橋式更普遍。2.1.4 正激變換電路 正激變換器電路原理圖如圖2-4

47、所示。電路的工作過程如下：開關管VT開通后，變壓器一次側繞組N1兩端的電壓為上正下負，與其耦合二次側繞組N2兩端的電壓同樣是上正下負。因此二極管V1處于通態，二極管V2為斷態，通過電感L的電流逐步增大；VT關斷后，電感L通過V2續流，V1關斷。圖2-5 正激變換器電路原理圖開關管VT關斷后，變壓器的激磁電流經自身N3繞組和二極管V3流回電源，所以開關管VT關斷后所承受的電壓表達式為：(2-3)此時要考慮變壓器磁心復位問題。開關管VT開通后，變壓器的激磁電流由零始，隨著導通時間的增加而成線性的增長直到開關管VT關斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，就需要設法在開關管VT關斷后到下一次再開通的一段時間

48、使激磁電流降回零，這一過程就稱為變壓器的磁心復位。 變壓器的磁心復位時間表達式為：(2-4)在電感電流連續的情況下，輸出電壓表示為： (2-5)輸出電感電流不連續時，輸出電壓U0將高于式(2-3)的計算值，并隨負載減小而升高。在負載為零的極限情況下，輸出電壓表達式為：(2-6)2.1.5 反激變換電路反激變換器電路原理如圖5-6所示。反激電路中的變壓器T起著儲能元件的作用，可以看做是一對相互耦合的電感。 圖2-6 反激變換器電路原理圖電路的工作過程：VT開通后，VD處于斷態，N1繞組的電流線性增長，繞組電感儲能增加；VT關斷后，N1繞組的電流被切斷，變壓器中的磁場能量通過N2繞組和VD向輸出端

49、釋放。VT關斷后的電壓為（2-7）反激電路的工作模式分為電流連續模式和電流斷續模式。(1) 電流連續模式：當VT開通時，N2繞組中的電流尚未下降到零。輸出電壓和輸入電壓關系見式(2-2)。(2) 電流斷續模式：VT開通前，N2繞組中的電流已下降到零。輸出電壓高于計算值,并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下, Uo。因此反激電路不能工作于負載開路狀態。12.2 不同電路的特點上述各種不同電路的特點比較如表2-1所示表2-1 各種電路比較電路優點缺點功率圍應用領域正激式電路比較簡單，可靠性較高，成本低，驅動電路操作簡單變壓器單相激磁，利用率低百瓦千瓦中小功率電源反激式電路比較簡單，成本低，可

50、靠性較高，可用操作簡單的驅動電路變壓器會出現單相激磁，利用率比較低瓦千瓦計算機設備，小功率電子設備等全橋式變壓器容易出現雙向激磁，很容易達到大功率結構復雜，可靠性低成本高，需要復雜的隔離驅動電路百瓦千瓦焊接電源，大功率工業用電源，電解電源等半橋式變壓器容易出現雙向激磁，開關少，成本低需要考慮直通問題，可靠性比較低，需要隔離驅動電路百瓦千瓦計算機電源，工業用電源等推挽式變壓器雙向激磁，一次側一個開關，通態損耗小，驅動簡單有偏磁問題百瓦千瓦低輸入電源第3章 雙端輸出驅動器UC35243.1 UC3524的簡介3.1.1 UC3524的概述目前國外生產的PWM型和PFM（脈頻調制）型開關集成控制器已

51、達上百種，其中PWM型集成控制器以UC3524較為流行。UC3524是美國硅通用公司（SiliconGeneral）生產的雙端輸出式脈寬調制器，包括了所有無電源變壓器開關電源所要求的基本功能，如控制、保護、取樣放大等功能，使用方便靈活，同時在制造上采用常規的平面工藝?？蔀槊}寬調制式推挽、橋式、單端與串聯型SMPS（固定頻率開關電源）提供全部控制電路系統的控制單元。 UC3524的工作頻率高于100kHz,工作電壓圍為640V，基準電壓為5V，基準源負載能力達50mA；開路集電極，發射極驅動管的最大輸出電流為100mA；工作溫度為070,適宜構成100W500W中功率推挽輸出式開關電源。UC35

52、24部振蕩器的周期T=RTCT，電容CT取值圍為1000pF0.1F，RT取值圍為1.8100k，其最高振蕩頻率為300kHz。UC3524部設有驅動脈沖電路，通過控制PWM比較器的輸出，使集成電路處于關閉狀態，無驅動脈沖輸出。UC3524的兩組驅動輸出級也采用集電極、發射極開路輸出的NPN型雙極型三極管，以便用于單端或推挽電路的驅動。兩路輸出脈沖，每路輸出最大脈寬為45%。驅動推挽電路時，次級電路得到兩組正向脈沖分別使部放大管輪流導通，其最大脈寬為90%。因為兩組驅動輸出極性一樣，只是在時間軸上出現的序列不同，所以可以將兩驅動輸出脈沖并聯，將輸出最大脈寬90%的單端驅動脈沖，用于單端變換器。

53、分成兩路輸出時，開關頻率為振蕩器頻率的2倍；單端并聯運用時，開關頻率等于振蕩頻率。3.1.2 UC3524結構介紹雙端輸出驅動器UC3524以其優良的性能獲得廣泛運用，無論低壓變換器還是大功率開關電源，都可由其組成可靠性較高的電路。UC3524采用DIP16型封裝其結構框圖和引腳圖如3-1所示。 圖3-1 UC3524部電路結構 各引腳介紹 1腳：部誤差檢測放大器A的差分放大器反向輸入端。 2腳：誤差放大器A的正相輸入端。 3腳：部振蕩器鋸齒波輸出端。 4、5腳：分別為開關電流限制放大器的+、取樣輸入端。 6腳：外接定時電阻端。7腳：外接定時電容端。8腳：接地端。9腳：誤差放大器的輸出端。10

54、腳：PWM脈沖輸出控制端。11、14腳：部兩路驅動級NPN雙極型三極管的發射極引出端。12、13腳：部兩路驅動級NPN管的集電極引出端。15腳：電源輸入端。16腳：5V基準電壓輸出端。UC3524的主要部分說明如下： （1）基準源。UC3524從腳輸出5V基準電壓，輸出電流可達20mA，片除“或非”門外，其他部分均由其供電，此外該電壓還兼作誤差放大器的基準電壓?；鶞试吹碾妷狠斎雵鸀?40V，電壓調整率為0.01，負載調整率為0.4，溫度系數為210(-4)/，設過電流和短路保護。 （2）誤差放大器。UC3524片誤差放大器由一對差分放大器和一級單管放大電路等組成，開環增益60dB以上，輸出阻抗

55、為5M。放大器由5V電壓供電，其共模輸入電壓圍為1.83.4V，需要將輸入基準電壓分壓送至誤差放大器腳（正電源電壓輸出）或腳（負電源電壓輸出）。為使放大器能穩定工作，一般在腳對地之間接入RC網絡，RC網絡的電阻和電容的值可分別取50k和1000pF，以補償系統的相移和頻響特性。SG3524無專門的死區時間控制端子，而是靠基準電壓分壓至誤差放大器的腳，通過限制腳的高電平數值來控制死區，為了不影響片性能，可在腳與分壓端之間串聯二極管，使腳電位低于分壓端電壓時分壓電路不起作用。 （4）控制關閉端。由于誤差放大器的輸出端受UC3524芯片關閉電路晶體管的控制，所以利用外部電路控制晶體管的導通與截止，就

56、可以控制輸出脈沖的工作與關閉。腳為控制晶體管基極的輸入端口。利用UC3524的控制關閉功能可實現電源的過電壓保護和軟啟動等。（5）電流限制電路。電流限制電路通常采用單管放大的工作方式，預先在其基極加一定偏置電壓，當檢測到輸入正端（腳）和負端（腳）之間電位差大于200mV時，放大器使腳電位下降，從而迫使輸出脈沖寬度變窄，以達到限制電流的增加的目的。由于該電路的共模輸入電壓圍比較小僅為1V，因而可以從地線回路中取得過電流信號。因電流限制電路的增益也較低，控制脈寬時就會存在著較大的過渡區，實際工作值與電流開始限制值相比應有一定的裕量，利用該電路可限制主變換器的輸入電流（輸入與輸出電氣不隔離時），同時

57、將腳接地，腳可作為附加關閉輸入端子。（6）觸發器。經觸發脈沖觸發，觸發器兩輸出端分別交替輸出高低電平，以控制輸出級“或非”門的輸入端。兩個“或非”門各自的三個輸人端分別受觸發器、振蕩器和比較器（脈寬調制器）的輸出脈沖控制。（7）比較器。鋸齒波的電壓與誤差放大器的輸出電壓經比較器比較，當鋸齒波電壓高于誤差放大器輸出電壓時，比較器輸出高電平，“或非”門輸出低電平，使輸出晶體管截止；反之，鋸齒波電壓低于誤差放大器輸出電壓時，比較器輸出低電平，使輸出晶體管導通。（8）輸出晶體管。它是由兩個中功率NPN型晶體管構成，每管的集電極和發射極都單獨引出，其中還包含抗飽和電路和過電流保護電路，每管可輸出100m

58、A電流。33.2 UC3524的工作原理UC3524的工作過程是這樣的：直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的5V基準電壓。5V再送到部（或外部）電路的其他元器件作為電源。振蕩器腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT。振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18/RTCT。本設計將Boost電路的開關頻率定為10kHz，取CT=0.22F，RT=5k；逆變橋開關頻率定為5kHz，取CT=0.22F，RT=10k。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器與兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相端，比較器的反

59、向端接誤差放大器的輸出。誤差放大器實際上是個差分放大器，腳1為其反向輸入端；腳2為其同相輸入端。通常，一個輸入端連到腳16的基準電壓的分壓電阻上（應取得2.5V的電壓），另一個輸入端接控制反饋信號電壓。本系統電路圖中，在DC/DC變換部分，UC35241芯片的腳1接控制反饋信號電壓，腳2接在基準電壓的分壓電阻上。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，從而在比較器的輸出端出現一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出端互補，交替輸出高低電平，其作用是將PWM脈沖交替

60、送至兩個三極管V1與V2的基極，鋸齒波的作用是加入了死區時間，保證V1與V2兩個三極管不可能同時導通。最后，晶體管V1與V2分別輸出脈沖寬度調制波，兩者相位相差180。當V1與V2并聯應用時，其輸出脈沖的占空比為090；當V1與V2分開使用時，輸出脈沖的占空比為045，脈沖頻率為振蕩器頻率的1/2，兩塊UC3524都為并聯使用。當腳10加高電平時，可實現對輸出脈沖的封鎖，進行過流保護。3第4章 基于UC3524的電源設計4.1 基于UC3524的高壓電源結構 基于UC3524的高壓DC/DC電源設計主電路如圖4-1所示。輸入為DC 310V高壓，輸出為DC 24V。此圖中主要有三部分組成，分別