1、基于矢量控制的永磁同步交流伺服電機控制系統 摘要：本文詳細介紹了永磁同步交流電機的矢量控制理論，并根據矢量控制理論運用DSP實現了對永磁同步交流伺服電機的電流、速度和位置的三閉環控制，最后給出實驗結果及其分析。關鍵詞：永磁同步交流伺服電機；矢量控制；SVPWM；TMS320F28121引言近年來,采用全數字控制方法,以永磁交流電機為控制對象的全數字交流伺服系統正在逐漸取代以直流電機為控制對象的直流伺服系統和采用模擬控制技術的模擬式交流伺服系統。全數字交流伺服系統采用矢量控制方法,可實現優良的控制品質。利用高速的數字信號處理器TMS320F2812可實現對交流電機運行的位置、速度和電機電樞電流的

2、高精度控制。2矢量控制2.1 矢量控制理論的提出1971年，由德國Blaschke等人首先提出了交流電動機的矢量控制（Transvector Contrl）理論，從理論上解決了交流電動機轉矩的高性能控制問題。其基本思想是在普通的三相交流電動機上設法模擬直流電動機轉矩控制的規律，在磁場定向坐標上，將電流矢量分解成產生磁通的勵磁電流分量和產生轉矩的轉矩電流分量，并使兩分量互相垂直，彼此獨立，然后分別進行調節。這樣，交流電動機的轉矩控制，從原理和特性上就與直流電動機相似了。因此，矢量控制的關鍵仍是對電流矢量的幅值和空間位置的控制。矢量控制的目的是為了改善轉矩控制性能，而最終實施仍然是落實在對定子電流

3、（交流量）的控制上。由于在定子側的各物理量（電壓、電流、電動勢、磁動勢）都是交流量，其空間矢量在空間上以同步旋轉，調節、控制和計算均不方便。因此，需借助于坐標變換，使各物理量從靜止坐標系轉換到同步旋轉坐標系，站在同步旋轉的坐標系上觀察，電動機的各空間矢量都變成了停止矢量，在同步坐標系上的各空間矢量就都變成了直流量，可以根據轉矩公式的幾種形式，找到轉矩和被控矢量的各分量之間的關系，實時地計算出轉矩控制所需的被控矢量的各分量值直流給定量。按這些給定量實時控制，就能達到直流電動機的控制性能。由于這些直流給定量在物理上是不存在的、虛構的，因此，還必須在經過坐標的逆變換過程，從旋轉坐標系回到靜止坐標系，

4、把上述的直流給定量變換成實際的交流給定量，在三相定子坐標系上對交流量進行控制，使其實際值等于給定值。2.2 矢量控制中的坐標變換考慮通常的三相繞組，在空間位置上互差rad機械角度，設在三相繞組中通以三相對稱電流，在相位上互差rad電角度，產生的合成磁場具有以下特點：(1) 隨著時間的推移，合成磁場的軸線在旋轉，電流交變一個周期，磁場也將旋轉一周。(2) 在旋轉過程中，合成磁場強度不變，故稱圓形旋轉磁場。考慮兩相對稱繞組，其在空間位置上互相“垂直”，互差rad電角度；兩相交變電流在相位上互差rad電角度。將兩相對稱電流通入兩相對稱繞組，產生的合成磁場將具有與三相旋轉磁場同樣的特性。如果在旋轉體上

5、放置2個匝數相等、互相垂直的直線繞組和，如圖2.1所示。圖2.1 兩相直流旋轉繞組示意圖則當2個繞組內分別通入直流電流和時，它們的合成磁場仍然是恒定恒定磁場。如果調節任何一個直流電流（或），則合成磁場的磁場強度也得到了調整。當旋轉時，兩繞組同時以同步轉速旋轉，合成磁動勢產生的合成磁通也會旋轉，此恒定磁場將子空間形成一個機械旋轉磁場，它與前面介紹的三相、兩相繞組產生的磁場完全可以等效。當觀察者站到鐵心上和繞組一起旋轉時，看到的將是2個通以直流的、相互垂直的固定繞組。如果采取補償措施補償掉繞組產生的磁動勢，電動機的主磁通只由繞組產生，并和成正比。而繞組中電流和磁場作用將產生旋轉，其大小只與電流成正

6、比，這與直流電動機轉矩產生的原理非常相似。從直流電動機外部看，定轉子通的均是直流電，如站在轉子上看，定轉子的磁動勢均在空間旋轉，其旋轉速度等于轉子轉速，方向與轉子旋轉方向相反。如果上述三種旋轉磁場完全相同（磁極對數相同、磁場強度相等、轉速一樣），則認為這時的三相磁場系統、兩相磁場系統和旋轉直流磁場系統是等效的。因此，這三種旋轉磁場之間，就可以互相進行等效變換。矢量控制中，電動機的變量，如電壓、電流、電動勢、磁通等，均由空間矢量來描述，并通過建立電動機的動態數學模型，得到各物理量之間的實時關系。通過坐標變換，在定向坐標系上實現各物理量的控制和調節。矢量控制中所用的坐標系有兩種，一種是靜止坐標系，

7、一種是旋轉坐標系。基于三相定子的三相繞組構成的三相定子坐標系和由固定在軸上的軸和與之垂直的軸所組成的兩相定子坐標系均為靜止坐標系。而軸固定在轉子軸線上的垂直坐標系和軸固定在定向磁鏈上的定向坐標系均為旋轉坐標系。2.2.1三相定子坐標系與兩相定子坐標系之間的變換一個旋轉矢量從三相定子坐標系變換到兩相定子坐標系，稱為Clarke變換，也叫做3/2變換，其矩陣形式為式（21）： 其原理示意圖如1.2所示。圖2.2 CLARKE變換示意圖其逆變換，即Clarke逆變換或2/3變換矩陣式為式(2-2)： 2.2.2 垂直坐標系與定向坐標系之間的變換 一個旋轉矢量從垂直坐標系變換到定向坐標系，稱為Park

8、變換，也叫做交/直變換，其矩陣形式為式(2-3)：其變換原理圖如圖2.3所示。圖2.3 PARK變換示意圖其逆變換，即Park逆變換或直/交變換的矩陣形式為式(2-4)：其變換原理圖如圖2.4所示。圖2.4 PARK逆變換示意圖2.3 矢量控制的基本思路與實現通過以上的討論，可以將一個三相交流的磁場系統和一個旋轉體上的直流磁場系統，以兩相系統作過渡，互相進行等效變換，所以，如果將變頻器的給定信號變換成類似于直流電動機磁場系統的控制信號，就是說，假想有2個互相垂直的直流繞組同處于一個旋轉體上，2個繞組中分別獨立地通入由給定信號分解而得的勵磁電流信號和轉矩電流信號，并且把和作為基本控制信號，則通過

9、等效變換，可以得到與基本控制信號和等效的三相交流控制信號、，進而去控制逆變電路。對于電動機在運行過程中的三相交流系統的數據，由可以等效成兩個互相垂直的直流信號，反饋到給定控制部分，用以修正基本控制信號和。進行控制時，可以和直流電動機一樣，使其中一個磁場電流信號（）不變，而控制另一個磁場電流信號（），從而獲得與直流電動機類似的性能。可以得到矢量控制的基本框圖（如圖2.5所示），控制器將給定信號分解成在兩相旋轉坐標系下的互相垂直且獨立的直流信號和。然后通過Park逆變換將其分別轉換成兩相電流信號和，再經Clarke逆變換，得到三相交流控制信號、，進而去控制逆變橋。電流反饋用于反映負載的狀況，使直流

10、信號中的轉矩分量能隨負載而變，從而模擬出類似于直流電動機的工作狀況。速度反饋用于反映拖動系統的實際轉速和給定值之間的差異，并使之以合適的速度進行校正，從而提高了系統的動態性能。圖2.5 矢量控制原理框圖2.4 空間矢量PWM的實現 空間矢量脈寬調制（SVPWM）的英文全稱為Space Vector Pulse Width Modulation,實際上對應永磁同步電機或交流感應電動機中的三相電壓源逆變器的功率器件的一種特殊的開關觸發順序和脈寬大小地結合，這種開關觸發順序和組合將在定子線圈中產生三相互差120·電角度的波形失真較小的正弦電流。實踐和理論都可以證明，與直接的正弦脈寬調制(S

11、PWM)技術相比，SVPWM在輸出電壓或電機線圈中的電流中都將產生更少的諧波，提高了對電源逆變器直流供電電源的利用效率。以下是一種典型的三相電壓源逆變器的結構，如圖2.6所示。圖2.6 三相電源逆變結構圖中，是逆變器的電壓輸出，到是6個功率晶體管，它們分別被a， a,b,b,c,c這6個控制信號所控制。當逆變橋上半部分的個功率晶體管開通時，即a、b或c為1時，其下半部份相對的功率晶體管被關閉(a、b或C為0)所以a、b和C為0或為1的狀態，將決定Va、Vb、Vc 三相輸出電壓的波形情況。逆變橋輸出的線電壓矢量、相電壓矢量和開關變量矢量的之間的關系可以用式子(2-5)和(2-6)表示：式中： V

12、dc電壓源逆變器的直流供電電壓。從中不難看出，因為開關變量矢量a，b，c有8個不同的組合值，即逆變橋上半部分的3個功率晶體管的開關狀態有8種不同的組合，故其輸出的相電壓和線電壓有8種對應的組合。開關變量矢量a、b、c與輸出的線電壓和相電壓的對應關系見表1。表 1 功率晶體管的開關狀態和與之對應的輸出線電壓和相電壓的關系 表1中、表示3個輸出的相電壓，、表示3個輸出的線電壓。在坐標系中，輸出的三相線電壓可以用下面等式(2-7)和(2-8)表示：由于逆變橋中，功率晶體管的開關狀態的組合一共只有8個，則對應于開關變量矢量在坐標系中的、也只有有限種組合、是空間矢量分解得到的子軸分量，它們的對應關系如表

13、2所列。表2開關變量矢量與其對應的空間矢量子軸分量的關系圖2.7 基本空間矢量與對應(c,b,a) 示意圖表2中、被稱為基本空間矢量的軸分量，每個基本空間矢量與合適的功率晶體管的開關命令信號組合相對應。被功率晶體管的開關組合所決定的8個基本的空間矢量如圖2.7所示。空間矢量PWM技術的目的是通過與基本的空間矢量對應的開關狀態的組合得到一個給定的定子參考電壓矢量。參考電壓矢量用它的軸分量和表示。圖2.8表示參考電壓矢量、與之對應的軸分量和和基本空間矢量和的對應關系。 圖2.8 和、以及、的對應關系圖在圖2.8中，表示和的軸分量之和，表示和的軸分量之和，結合表2可知基本空間矢量的幅值都為，故有如下

14、的等式(2-10)：在圖2.8所示的情況中，參考電壓空間矢量位于被基本空間矢量、所包圍的扇區中，因此可以用和兩個矢量來表示。于是有如下等式(2-11)：在上式中和分別是在周期時間中基本空間矢量、各自作用的時間，是矢量的作用時間，和可以由式(2-12)計算：從前面的表述不難看出，所有的基本空間矢量的幅值都為，如果他們取相對于最大的相電壓（最大線電壓為，則最大的相電壓為）的標么值，則空間矢量的幅值變成，即經過歸一化后的空間矢量的幅值，代入式(2-12)得：在(2-13)和(2-14)兩式中和表示矢量相對于最大的相電壓歸一化后的軸分量，是0矢量的作用時間。取、與周期的相對值有如下等式(2-15)和(

15、2-16)：同理，如果位于被基本空間矢量、所包圍的扇區中，矢量作用時間的相對值可以被表示為：在等式(2-17)和(2-18)中，是空間矢量在周期中的作用時間。如果定義如下式的、達3個變量：在上面的式子中，矢量位于被基于空間矢量、所包圍的扇區（即扇區0），則可得，；在第二例中，矢量位于被基于空間矢量、所包圍的扇區（即扇區1），則，。同理，當位于被其它的空間矢量所包圍的扇區中，相應的和也可以用、或表示，它們的對應關系如表3所示。已知一個矢量，如果要利用上表計算和，則必須知道所在的扇區。當電機正轉時，只需把現在電機的直軸所在的電角度加上，就是交軸所在的位置（即所在的電角度）再通過簡單的判斷就知道所在

16、的扇區；同理，在電機反轉時，把直軸角度減就是交軸的角度，用同樣的方法就可以判斷的位置。到此為止，如果已知參考電壓矢量或其在坐標系中的軸分量和，就可以根據上面的推導計算出與對應的兩個基本空間矢量的作用時間相對SVPWM調制周期的比例、，如果知道了、，又知道要求的SVPWM的調制周期T，則就可以確定空間矢量分別的作用時間、，再加上前面其它的一些推導，就可以很方便地利用TMS320F2812實現SVPWM算法了。3 伺服控制器的軟件設計3.1 系統軟件的整體結構框圖及其說明本系統的軟件結構如圖3.1。 圖3.1 系統軟件的整體結構框圖如圖3.1所示，整個伺服電機驅動器由串行SCI接口作為指令輸入，通

17、過模式選擇程序，選擇位置控制模式和速度控制模式，其中位置控制模式是由SCI輸入指令位置來完成，當電機定位完成以后，驅動器就會通過SCI返回定位完成信息；速度控制模式有兩種形式選擇：一種是通過SCI通訊來輸入速度信號；另一種是由外部模擬電壓來作為速度控制信號。當輸入位置控制信號，信號回首先輸入位置環，位置環輸出速度信號，速度環對輸入速度信號進行PI調節，輸出Q軸參考電流，D軸的參考電流始終保持為0，然后在分別對兩電流作PI調節，得到兩相運動的電流信號，接著通過逆PARK變換，變換成兩相靜止的電流信號，靜止的電流信號通過SVPWM模塊產生出六路PWM控制功率逆變器驅動電機。 安裝在U相和V相的電流

18、傳感器負責，檢測U相和V相的電流，得到Iu和Iv，通過CLARKE變換靜止的兩相電流，再通過PARK變換把靜止的兩相電流轉換成運動的兩相反饋電流，分別送到電流環里運算。安裝再電機尾部的光電碼盤，負責測量速度作為速度環的返饋速度和提供PARK變換和PARK逆變換所需要的電角度。通過位置計算就可以測量電機現在所轉過的位置，從而反饋給位置環運算。3.2 系統程序的框圖及其說明 3.2.1主程序由系統初始化和死循環組成 主程序的作用是對系統程序的初始化，并且設立死循環程序作為液晶顯示和按鍵掃描，等待中斷程序的產生。主程序框圖，如圖3.2所示：圖3.2主程序框圖3.2.2 外部中斷XINT1程序外部中斷

19、程序的作用是檢測光電碼盤的零位置信號，從而對電機的電角度位置從新校正其程序框圖，如圖3.3所示。圖3.3 外部中斷XINT1程序框圖3.2.3 定時器3周期中斷程序定時器3周期中斷程序的作用是處理電機轉速及轉向、位置環運算和速度環運算。其框圖如圖3.4所示。圖3.4 定時器3周期中斷程序框圖3.2.4 定時器1下溢中斷：定時器下溢中斷的作用是： 對U相和V相電流的檢測。 對所檢測到的電流IU和IV進行CLARKE變換。 PARK變換。 Q軸電流環運算 。 D軸電流環運算。 逆PARK變換。 SVPWM的產生。程序框圖，如圖3.5所示。圖3.5 定時器1下溢中斷框圖3.2.5 SCI串行通訊接收

20、中斷SCI串行通訊接收中斷主要的作用是：通過所接收到的字符信息判斷出發送方所發送的位置命令和速度命令，從而選擇位置控制模式還是速度控制模式。其程序框圖，如圖3.6所示。圖3.6 SCI串行通訊接收中斷框圖3.3 利用TMS320F2812實現SVPWM算法 3.3.1 生空間矢量PWM波形的寄存器設置TMS320F2812的每個事件管理器EV模塊具有操作十分簡化的對稱空間矢量PWM波形產生的內置硬件電路。為了輸出空間矢量PWM波形，只需要設置以下寄存器。設置ACTRx寄存器用來定義比較輸出引腳的輸出方式。設置COMCONx寄存器來使能比較操作和空間矢量PWM模式，并且把CMPRx的重載入條件設

21、置下溢。將通用定時器1或2，4或5設置成連續增/減計數模式，并啟動定時器。而后，用戶需確定在二維(，)坐標系下輸入到電機的電壓Uout ，并分解Uout 為 Ualfa 和 Ubeta ，以確定每個PWM周期的以下參數。 兩個相鄰矢量，Ux 和 Ux+60 (通過確定 Uout 所在的扇區數就可以達到此要求)。根據SVPWM的調制周期 T 計算兩個基本的空間矢量和0矢量分別的作用時間T1 、T2 和T0 。將相應于Ux 的開啟方式寫入到ACTRX , 1412位中，并將1寫入ACTRX ，15中，或者將Ux+60 的開啟方式寫入ACTRX ，1412，并將0寫入ACTRX ，15中。將T1 /

22、2的值寫入到CMPR1或CMPR4寄存器，將(T1 + T2)/2的值寫入到CMPR2或CMPR5寄存器。3.3.2 空間矢量PWM的硬件工作原理為完成一個空間矢量PWM周期，每個事件管理EV模塊的空間矢量PWM硬件工作如下。在每個周期的開始，將PWM輸出置成由ACTRX , 1412設置的新方式Uy ，此稱為第1類輸出方式。在增計數期間，當CMPR1或CMPR4和通用定時器1或3發生第一次匹配時，如果ACTRX ,15為0，則將PWM輸出開啟到方式Uy+60 ；如果ACTRX ,15為1，則將PWM輸出開啟到方式Uy-60 (U0-60 = U300 ，U360+60 = U60 )，此稱為

23、第2類輸出方式。在增計數期間，當CMPR2或CMPR5和通用定時器1或3發生第1 次匹配時，即計數器達到(T1 + T2)/2時，將PWM輸出開啟至方式000或111。它們與第2類輸出方式之間只有1位的差別。在減計數期間，當CMPR2或CMPR5和通用定時器1或3發生第2次匹配時，將PWM輸出置回到第2類輸出方式。在減計數期間，當CMPR1或CMPR4和通用定時器1或3發生第2次匹配時，將PWM輸出置回到第1類輸出方式。3.3.3空間矢量PWM的邊界條件在空間矢量PWM模式中，當兩個比較寄存器CMPR1和CMPR2裝入的值都是0時，3個比較輸出全都變成無效。因此，在使用空間矢量PWM時應滿足如

24、下關系式：CMPR1CMPR2T1PR或CMPR4CMPR5T3PR否則將導致不可預測的情況發生。3.3.4空間矢量PWM波形生成的空間矢量PWM波形是關于每個PWM周期中心對稱的，因此被稱為對稱空間矢量PWM生成法，圖3.7給出了空間矢量PWM波形。圖3.7 空間矢量PWM波形3.4 積分改良型PI控制器的設計在電機控制中通常會用PI調節器進行調節，但如果直接用PI調節器進行調節的話，在飽和輸出時積分環節往往還停留在一個比較大的值，所以，本設計所使用的電流和速度調節器都是帶有積分校正的PI控制器，它的好處是，在能非常快的退飽和。其算法框圖，如圖3.8所示。 圖3.8 積分改良型PI控制器算法

25、框圖具體算法的算式如下。其中：為比例項的輸出值，為比例系數，為當前誤差，為積分系數，為積分項的校正系數，為積分項的輸出值，為輸出限副前的值，為輸出值，和為輸出限副的最大值和最小值。(1)Kp參數分析：比例系數Kp的作用在于加快系統的響應速度，提高系統調節精度。Kp越大，系統的響應速度越快，但將產生超調和振蕩甚至導致系統不穩定，因此Kp值不能取的過大;如果Kp值取較小，則會降低調節精度，使響應速度緩慢，從而延長調節時間，使系統動、靜態特性變壞。(2) Ki參數分析積分環節作用系數 Ki的作用在于消除系統的穩態誤差。 Ki越大，積分速度越快，系統靜差消除越快，但 Ki過大，在響應過程的初期以及系統

26、在過渡過程中會產生積分飽和現象，從而引起響應過程出現較大的超調，使動態性能變差；若 Ki過小，使積分作用變弱，使系統的靜差難以消除，使過渡過程時間加長，(3) Kc參數分析積分飽和校正系數Kc的作用在于當控制器輸出飽和時，能迅速使得積分項的輸出值降下來，避免積分變量因累加過大，控制器輸出值不能迅速退飽和而產生過大超調。Kc越大，控制器的輸出值退飽和越快，但，Kc過大會使得輸出值在飽和值附近產生過大的振蕩使得系統反應過慢；Kc越小，控制器的輸出值退飽和越慢，但，Kc過小會使得輸出值長時間不能退飽和使得系統容易產生過大超調。(4)參數的整定本文的電流調節器和速度調節器的PI參數的整定，都是通過在線

27、調試多次嘗試獲得比較好的參數。3.5 電流環的設計伺服系統可實現對電機運行的位移、速度和電機電樞電流的控制。電樞電流的控制是一切的基礎。有了響應速度快、控制精度高的電流控制器,矢量控制策略才有可能實現。本系統的電流環的控制周期為10kHz/s,即每3個PWM周期控制一次。由于要同時控制D軸和Q軸的電流，所以電流控制需要兩個電流環同時協調工作以達到Q軸電流與速度環給定的電流相等，D軸的電流等于零。Q軸電流調節和D軸電流調節均使用帶積分校正的PI調節器。電流調節器的參數整定的操作方法：、把電機的轉子固定，目的是防止電機轉動時的反電勢；、給定一個頻率為1kHz的正反電流信號，目的是對應速度環所給電流

28、信號的速率；、分別采集給定電流信號和反饋電流信號進行對比，反復嘗試調整PI參數，直到效果最好為止，從而整定PI參數。3.6 速度環的設計速度控制也是交流伺服控制系統中極為重要的一個環節，其控制性能是伺服系統整體性能指標的一個重要組成部分。從廣義上講，速度伺服控制應具有高精度、快響應的特性。具體而言，反映為小的速度脈動率、快的頻率響應、寬的調速范圍等性能指標。選擇好的三相交流永磁同步伺服電動機、分辨率高的光電編碼器、零漂誤差小的電流檢測元件以及高開關頻率的大功率開關元件，就可以降低轉速不均勻度，實現高性能速度控制。但是在實際系統中，這些條件都是受限制的，這就要求用合適的速度調節器來補償。速度環的

29、控制周期為1KHz/s。要實現速度環控制，首先要測量速度；速度的測量本系統是通過安裝在電機上的每轉2500個脈沖的光電碼盤作為測速工具，光電碼盤能產生A、B兩路相位互差90度的脈沖輸出，分別連接到F2812的QEP1和QEP2上，設置定時器2以QEP輸入為時鐘源，則定時器2就會根據A、B中的那個超前來判斷是增計數，還是減計數；同時在寄存器GPTCONA中的第14位反映出來，當該位置1，則增計數；否則，減計數。速度的測量只需要簡單的算法就能實現。因為速度的采樣速度是1ms，只需要計算上一次和這一次定時器2的計數值的差值，再通過以下計算就可以算出速度。測量出速度再通過速度調節器對速度進行調節，本文

30、所選擇的速度調節器是帶積分校正的PI調節器，因其具有反映速度快、靜態誤差小等特點。這里的速度調節器的參數整定跟電流環一樣，都是通過反復調試確定的。3.7 位置環的設計伺服系統與普通的調速系統有著緊密聯系但又有明顯不同。普通調速系統希望有足夠的調速范圍、穩速精度和快且平穩的啟、制動性能。而位置伺服系統，一般是以足夠的位置控制精度(定位精度)和足夠快的跟蹤速度來作為它的主要控制目標，前面內環的設計，最終目的也是為了獲得位置環的優良性能。經典的位置調節器采用的是比例調節器，單純的比例調節器若要使伺服系統沒有超調，其響應時間是相當大的，也即是說比例調節根本不能同時滿足系統的無超調和快響應的性能要求。解

31、決這一問題的方法有很多：比較簡單實用的有基于兩自由度的位置調節器方法和位置前饋結合比例調節器的方法；比較先進的有滑模變結構位置調節器方法和基于專家PID調節器方法等等。本文采用變結構的比例控制器代替經典的純比例調節器。 通常情況下，伺服系統定位過程可以劃分為四段:加速運行階段、恒速運行階段、減速運行階段和低速趨近定位點階段。本文根據整個運行過程時間最優的設計原則，在加速運行階段、恒速運行階段，位置環采用比例系數為1的比例控制，此時電機以最大加速度上升至最大限幅轉速，并以此轉速迅速使位置偏差Place_error減小。當|Place_error|<10000時，系統采用比例調節器的比例系數

32、為1/3，并且隨著位置偏差的減小，速度也相應減小，最終使電機無超調地逼近Place_error0。4 伺服系統硬件設計本文的硬件系統由TI公司最新推出的高速定點32位DSP TMS320F2812，它具有豐富的外設，非常適合驅動交流伺服電機的控制；光電碼盤和逆變器驅動都使用了光電隔離。4.1 TMS320F2812 的簡介l TMS320F281x系列DSP采用高性能的靜態CMOS技術：u 主頻達150MHZ（時鐘周期6.67ns）；u 低功耗設計；u Flash編程電壓為3.3V。l 支持FTAG邊界掃描接口l 高性能32位CPU：u 16×16位和32×32位的乘法累加

33、操作；u 16×16位的雙乘法累加器；u 哈佛總線結構；u 快速中斷響應和處理能力；u 統一尋址模式；u 4MB的程序/數據尋址空間；u 高效的代碼轉換功能（支持C/C+和匯編）；u 與TMS320F24x/F240x系列數字信號處理器代碼兼容。l 片上存儲器：u 最多達128K×16位（F2312）的Flash存儲器；u 最多達128K×16位的ROM；u 1K×16位的OTPROM；u L0和L1：兩塊4K×16位的單周期訪問RAM（SARAM）；u H0：一塊8K×16位的單周期訪問RAM（SARAM）；u M0和M：兩塊1&#

34、215;16位的單周期訪問RAM（SARAM）。l 引導（BOOT）ROM：u 帶有軟件啟動模式；u 數學運算表。l 外部存儲器擴展接口（F2812）：u 最多1MB的尋址空間；u 可編程等待周期；u 可編程讀/寫選擇時序；u 3個獨立的片選信號。l 時鐘和系統控制：u 支持動態改變鎖相環的倍頻系數；u 片上振蕩器；u 看門狗定時模塊。l 三個外部中斷。l 外設中斷擴展模塊（PIE）支持個外設中斷。l 三個32位CPU定時器。l 128位保護密碼：u 保護Flash/OTP/ROM和L0/L1 SARAM 中的代碼；u 防止系統固件被盜取。l 電機控制外設，兩個與F240xA兼容的事件管理器模

35、塊，每一個管理器模塊包括：u 兩個16位的通用目的定時器；u 8個通道16位的PWM；u 不對稱、對稱或四個空間矢量PWM波形發生器；u 死區產生和配置單元；u 外部可屏蔽功率或驅動保護中斷；u 三個完全比較單元；u 三個捕捉單元，捕捉外部事件；u 正交脈沖編碼電路；u 同步模數轉換單元。l 串口通信外設：u 串行外設接口（SPI）；u 兩個UART接口模塊（SCI）；u 增強的eCAN 2.0B接口模塊；u 多通道緩沖串口（McBSP）。l 12位模數轉換模塊：u 2×8通道復用輸入接口；u 兩個采樣保持電路；u 單/連續通道轉換；u 流水線最快轉換周期為60ns，單通道最快轉換周

36、期為200ns；u 可以使用兩個事件管理器順序觸發8對模數轉換。l 高達56個可配置通用目的I/O引腳。l 先進的仿真調試功能：u 分析和斷點功能；u 硬件支持適時仿真功能。l 低功耗模式和省電模式：u 支持IDLE，STANDBY，HALT模式；u 禁止外設獨立時鐘。l 179引腳BGA封裝或176引腳LQFP封裝（F2812）。l 128引腳LQFP封裝（F2810）。4085或40125工作溫度。4.2 系統硬件總體結構框圖 圖4.1系統硬件總體結構框圖如圖4.1所示，本系統分為幾部分：、 RS232轉SCI通訊接口電路用于PC機與DSP通訊的電平轉換。、 速度模擬控制輸入接口電路用于速

37、度控制信號以模擬的方式輸入。；、 LCD顯示電路用于LCD顯示速度等信息。；、 光電碼盤接口電路用于光電碼盤與DSP的連接。、 電流檢測電路用于U和V相電流的檢測。；、 驅動、隔離電路用于隔離驅動逆變電路。4.3 電流檢測電路TMS320F2812 芯片內含12位單極性 A/D 轉換模塊，A/D 采樣總共有 16 個通道。最小轉換時間為60ns，可實現對電機的三相電壓采樣無需進行相位補償。但由于是單極性的所以對交流采樣時要加提升電路，使交流信號電壓范圍在 0V3V 之間。本系統中使用了3路 A/D 轉換輸入，分別為兩路電流檢測和一路模擬信號輸入采樣。電流檢測就是把交流電機的兩相定子電流轉換成相

38、應的二進制代碼，以方便處理。因為本系統是三相平衡系統IA + IB + IC = 0，因此只要檢測其中兩路電流，就可以得到三相電流。系統中檢測電機定子電流用霍爾電流傳感器，輸入輸出比為200：1。由于霍爾元件輸出的是弱電流信號，因此，應將該電流信號轉換成電壓信號，然后經過濾波加法處理，由于霍爾電流傳感器的輸出為有正負方向的電流信號，而 TMS320F2812 片內 AD 轉換器為單極性輸入為 03V的電壓信號，因此要有電壓偏移電路。為防止電壓過高或者過低，設計了由二極管組成的限幅電路。圖 4.2 是實現這一系列目的的電路原理圖。 圖4.2 電流檢測電路上述電路最大優點是測量精度高，線性度好，可

39、以做到無接觸檢測等。4.4 光電碼盤接口電路每個事件管理器模塊都有一個正交編碼脈沖電路，該電路可以在編碼和計數引腳CAP1/QEP1和CAP2/QEP2（對于EVA 模塊）或 CAP3/QEP3和CAP4/QEP4（對于EVB模塊）上輸入正交編碼脈沖。正交編碼脈沖電路可用于連接光電編碼器以獲得旋轉機械的位置和速率等信息。本系統中電動機的轉速是通過光電碼盤檢測的，選用M法測速原理即在某一采樣時間內，通過對脈沖的計數來確定電機轉速的大小。系統中采用的增量式光電脈沖編碼器，它僅輸出兩相正交的方波脈沖信號（A、B）和零位脈沖（Z）三路脈沖信號，從 A、B 兩相脈沖的脈沖個數和相位超前關系可以得到位置偏

40、移量。實際應用時，由于光電脈沖發生器通常裝在電機轉子軸上，必然受到較強的電磁干擾，為提高系統的抗干擾性能，它發出的脈沖信號需要經過差動輸入和光電隔離元件隔離之后，才能進行處理。速度和位置檢測的QEP接口隔離電路如圖 4.3 所示，這里還利用隔離光耦驅動電壓的不同巧妙的解決了外部+5V電壓與 DSP的+3.3V 電壓之間的電平轉換問題。圖4.3 光電碼盤接口電路光電碼盤輸出的 A、B 兩路脈沖信號經光電隔離處理整形后直接送入 QEP 單元的QEP1、QEP2 引腳，經內部譯碼邏輯單元產生內部四倍頻后的脈沖信號CLK和轉向信號DIR。對脈沖信號CLK 的計數可由T2（EVA）或T4（EVB）計數器

41、完成。計數器的計數方向由DIR信號決定。當QEP1輸入超前時，所選計數器加計數，當 QEP2輸入超前時，計數器減計數。4.5 三相交流逆變電路 本文所使用的三相交流逆變電路并沒有使用三相功率模塊，而使用了由IR公司所生產的IR2132用來驅動G4PH50UD-E(IGBT)，構建成三相逆變器。 IR2132是一種高電壓、高速度的功率MOSFET和IGBT驅動器，工作電壓為1020V，分別有三個獨立的高端和低端輸出通道。邏輯輸入與CMOS或LSTTL輸出兼容，最小可以達到2.5V邏輯電壓。外圍電路中的參考地運行放大器通過外部的電流檢測電位器來提供全橋電路電流的模擬反饋值，如果超出設定或調整的參考

42、電流值。IR2132驅動器的內部電流保護電路就啟動關斷輸出通道，實現電流保護的作用。IR2132驅動器反映高脈沖電流緩沖器的狀態，傳輸延遲和高頻放大器相匹配，浮動通道能夠用來驅動N溝道功率MOSFET和IGBT，最高電壓可達到600V. G4PH50UD-E是一種開關速度高，開關頻率可達100kHz，而且耐壓高，最高能承受1200V的電壓；它具有場效應管的優良的開關特性，但，同時具有晶體管飽和壓降小的特性。 下面是逆變電路，三相中的其中一相的電路，如圖4.4所示。圖4.4 三相交流逆變電路 因為DSP所產生的PWM波形頻率比較高（33kHz），用一般的低速光耦會使得驅動電路的開關時間變長，在低

43、速，小負載時會嚴重影響到電機的低速性能，所以本文選用高速光耦6N137，該光耦最高開關速度為10MHz，有效提高逆變器的快速性。 4.6 RS232轉SCI通訊接口電路 本系統由于需要與PC機通訊，所以需要一個把RS232 的正負12V，轉換成05V，本文應用了專用的RS232電平轉換芯片MAX232作為電平轉換。具體電路如圖4.5所示。圖4.5 RS232轉SCI通訊接口電路4.7 LCD顯示電路 本系統所使用的顯示器件是 型號為TC1602A的LCD,該LCD體積小，且使用方便。但供電為5V，輸出電平最高5V，這跟DSP的3V電平不兼容，為了保險起見，本文應用了簡單電平轉換電路，如圖4.6

44、所示。圖4.6 LCD顯示電路5 實驗結果及其分析本文的控制對象是一臺由南京力源強磁有限公司生產的面裝式永磁同步電動機，型號為80SNSA1.6I， 其部分參數如表5.1所示:表5.1 永磁同步伺服電機部分參數額定轉矩T1.6N.M電氣時間常數Tem5.5 ms額定轉速n3000 r/min機械時間常數Tm2.65 ms額定電流I3.1A電阻R1.82轉動慣量J1.52×10-4 Kg.m2電感L10 mH額定電壓AC220V本文所有的測量結果均通過程序采集數據，再使用CCStudio_v3.1編譯軟件的圖形顯示功能，把數據作圖形化顯示。本文所測量的結果均在120V的供電電壓（非電機

45、額定電壓）下測定。5.1 電機的相電流觀測交流同步伺服電機的電流是每相互差120度的電角度，如圖4.1所示。圖5.1 U相和V相的電流波形5.2 電流環實驗電流環是內環，是高性能伺服系統構成的根本，其動態響應特性直接關系到矢量控制策略的實現。圖5.2所示的為Q軸給定電流與數據變換后Q軸反饋電流波形。圖4.2 電流環電流跟蹤波形從圖5.2，可以看出反饋的電流基本能很快的跟隨給定電流，在給定正負2A電流時，反饋電流最大超調只有正負390mA。而且很快穩定下來。5.3 速度環實驗本系統的調速范圍是12000，調速比為2000。以下是分別以幾種情況的速度實測結果。5.3.1 電機帶固定小負載的情況下的

46、速度跟蹤波形如圖5.3所示。從圖5.3中，可以看出給定電機：頻率為5Hz，速度為+1500r/min,反饋速度能很快的跟隨，而且接近無超調。圖5.3 電機帶固定小負載的情況下的速度跟蹤波形圖5.3.2 電機帶可變負載的情況下的速度跟蹤波形讓電機帶上一個發電機和能耗電阻作為負載，該負載在電機速度為1500r/min時,所消耗的功率為171W/h，對電機的力矩則是1.146N.M,其速度調節的波形如圖5.4所示 圖5.4電機帶可變負載的情況下的速度跟蹤波形圖由于電機所帶的負載是隨速度的增加而增加，同時電流環以處于飽和值，所以在速度的絕對值上升到一定值時，電機的加速度變小，速度曲線變彎。但，反饋速度

47、值還是很快跟上給定速度值，基本沒超調。5.3.3 電機在恒定轉動時突加負載電機在速度恒定1500r/min轉動時，突加1.146N.M的負載力矩，對電機的速度和電流所帶來的影響，如圖5.5所示 圖5.5 電機轉動突加負載時電流和轉速圖從圖5.5中，可看出電機在小負載1500r/min時，電流只有200mA左右，而且速度也是恒定在1500r/min；但突加1.146N.M的負載，電流馬上上升到2.99A左右，同時速度也突降到1420r/min，很快的大概47mS又恢復到了1500r/min。5.4 位置環實驗位置環是伺服系統區別于普通調速系統的標志之一，位置跟蹤的精度、準確性和快速性是最終衡量伺

48、服系統性能好壞的標準，所有前述的內環研究與實驗就是為了獲得位置外環的性能，以下分兩種情況來試驗位置環。5.4.1 電機在小負載時的定位測試目標位置30000脈沖，速度最高限制2000r/min，其位置和速度的關系，如圖5.6所示。 圖5.6 小負載定位測試位置和速度的關系圖從圖5.6中，可以看出電機在200mS就達到了29998脈沖，在電機從零位置啟動時，速度為零，一直以加速上升到2000r/min，再衡速運行，快接近指定位置時就開始減速運行，一直到位置差為小于2脈沖時，速度為零。5.4.2 電機在可變負載時的定位測試電機接上帶負載的發電機（跟速度測試的負載一樣）做定位測試，同樣是30000脈沖定位指令，限速2000r/min，其位置和速度關系，如圖5.7所示。圖5.7可變負載定位測試位置和速度的關系圖從圖5.7中，在可變負載的定位時間比小負載時長40mS左右，而且無超調，定位誤差為零。 5.5 實驗結果總結在以上實驗結果表明，基于DSP所實現的矢量控制算法，在永磁交流伺服電機驅動的應用上，無論是控制電機的速度；還是控制位置，效果都很理想。5.6 后續工作本系統只是在調試階段，要把它應用在實際生產上，還需要作很多的改進。1、重新設計供電系統，設計體積小巧的開關電源作為模擬和數字電路