1、聲學技術TechnicalAcoustics寬帶聲學多普勒流速剖面儀的中頻正交采樣算法彭東立，馬海濤，許偉杰(中國科學院聲學研究所東海研究站，上海200032)摘要：寬帶聲學多普勒流速剖面儀(BroadbandAcousticDopplerCurrentProfile,BBADCP)發射由偽隨機編碼調制的正弦信號，信號帶寬在頻域上產生展寬，成為帶通信號。寬帶回波信號的處理多采用正交解調的方法，但此方法對采樣率的要求較高，硬件較難實現。利用數字中頻正交采樣法來實現，大大降低了采樣頻率，并且針對BBADCP解模糊速度的要求，進行了寬帶回波信號的仿真試驗，結果證明插值的數字中頻正交采樣法適合于BBA

2、DCP的信號處理。關鍵詞：聲學多普勒流速剖面儀；中頻正交采樣：模糊速度；復協方差算法中圖分類號：TN911.7文獻標識碼：A文章編號：1000-3630(2013)-0】-0015-04DOI編碼：10.3969/j.issn1000-3630.2013.01.004ThequadraturesamplingmethodforbroadbandacousticDopplercurrentprofilePENGDong-li,MAHai-tao,XUWei-jie(ShanghaiAcousticLaboratory,InstituteofAcoustics,ChineseAcademyofSc

3、iences,Shanghai200032,China)Abstract:ThesignaltransmittedbyBroadbandAcousticDopplerCurrentProfilerisakindofpseudo-randomcodingsignal.Theimpulsesignalisabroadbandsignalduetofrequencyspectrumspreading.ThereverberationsignalofBBADCPisprocessedwithquadraturedemodulation,whileitisdifficulttorealizebecaus

4、eoftherequiredhighsamplingrate.Digitalquadraturesamplingofintermediatefrequency(IF)signalisusedtodecreasethesamplingrate.Accordingtotherequirementofresolvingtheambiguityvelocity,thebroadbandreverberationsignalissimulatedtocalculatethevelocityofcurrent.Theresultverifiesthattheproposedmethodisappropri

5、atetosignalprocessingofBBADCP.Keyword:acousticDopplercurrentprofile;quadraturesamplingofIFsignal;ambiguityvelocity;complexcovarianceapproach0引言聲學多普勒流速剖面儀(AcousticDopplerCurrentProfile,ADCP),是一種利用換能器發射的聲脈沖，在隨水流運動的懸浮物質中所產生回波的多普勒頻移，而進行流速測量的儀器。當頻率為,的聲波在海水中傳播時，有一部分能量被隨海流而動的散射體散射回來，這些回波信號經接收處理后可以測得其頻率為fro

6、根據多普勒頻移原理，只要聲源(或接收器)與散射體之間有相對運動，則fo,其差值基為:err2vCOSarfd=J-JQ=-fo其中：y為收發換能器與散射體的徑向相對速度，c為聲速，a為掠射角。收福日期：2012-04-13;修回日2012-07-08作者簡介：彭東立(1980-),男，湖北隨州人，博七，研究方向為水聲信號處理.通訊作者：彭東立.E-mail:bemou2000(a)R寬帶聲學多普勒流速剖面儀(BroadbandAcousticDopplerCurrentProfile,BBADCP),使用具有隨機噪聲統計特性的偽隨機碼，對寬脈沖進行相位調制。接收回波信號時，使用同樣的偽隨機碼進

7、行相干解調，獲得兩路正交的解調信號。利用脈沖對的夏協方差算法，可以獲取BBADCP回波信號的多普勒頻移，進而可準確測定特定水層的流速。偽隨機碼調制的脈沖信號在頻域發生了頻段展寬，傳統方法是采用模擬方法實現信號的正交變換，此方法的缺點是本振信號不正交時，會產生虛假信號(氣為了減小模擬方法帶來的誤差，可在正交變換之前就對信號進行數字采樣，利用軟件實現信號的正交變換，此方法的缺點是對A/D采樣的要求比較高，對中高頻信號來說，硬件上較難實現。對中頻寬帶信號可以利用低通濾波法、插值法和多相濾波法等中頻數字正交化處理方法獲取正交雙通道信號。低通濾波法幾乎在整個頻帶內都具有相對較平坦的鏡頻抑制比，信號的歸一

8、化帶寬在40%左右時也可以達到170dB左右的鏡頻抑制比，所以本文對偽隨機碼調制的寬帶回波信號采用低通濾波法進行正交變換，仿真結果表明，數字中頻正交采樣法適合于BBADCP的回波信號處理。1ADCP的正交解調在ADCP中可以通過模擬正交解調獲得基帶信號的復數形式，再利用脈沖對的復協方差算法獲得同波信號的多普勒頻偏，進而得到水流的分層流速。設回波信號為y*（f）=/cos2而+2礦f+e（2）式中：4為回波幅值，人為載頻，人為多普勒頻偏,。為初始相位。模擬正交解調如圖1所示。cos(2鞏。圖I信號的模擬正交解調Fig.lThesimulatedquadraturedemodulationofth

9、esignal復信號蹈復相關運算首先用相互正交的兩路信號分別與輸入信號做乘法運算，得到兩路混頻信號，再分別進行低通濾波，濾除混頻信號中的高頻部分，得到兩路信號仙）和ZW：，（。=；4血2形+創（3a）f2（0=|/cos2nfdt+0（3b）把兩路信號合成復信號為§cos（2咐+e）+isin（2咐+6）=§時山裕）"）對復函數做復相關運算，有4e"初（SM）.4cT（2"+6）df二2e，2.rJo224由式（5）可以看出，復相關值與發射信號的載頻及初始相位無關，僅與回波信號的多普勒頻偏有關。對復相關函數求取一階譜矩，就可以得到回波信號的多普

10、勒頻偏，進而計算分層水流流速。圖1為用模擬方法實現信號正交變換的原理框圖，該方法的主要缺點是需要產生正交的兩個本振信號海（2戒，）和sin（2戒）,當這兩個本振信號不正交時，就會產生虛假信號，而用模擬本振的方法來進行虛假抑制是非常困難的。為減小模擬方法帶來的誤差，可進行數字混頻正交變換。數字混頻正交變換利用模擬信號f（t）數字化采樣后形成數字序列f（n）,然后與兩個數字正交本振序列cos（2戒）和sin（2從）相乘，再通過數字低通濾波來實現，如圖2所示。由于兩個正交本振序列的形成和相乘都是數學運算的結果，使正交性可以得到保證。利用數字混頻進行正交變換的主要缺點是需要在高頻進行采樣數字化，從而對

11、A/D采樣的要求比較高。圖2數字混頻的正交變換Fig.2TheorthogonaltransformofthedigitalfrequencymixingLPF復相關運算2BBADCP的數字中頻正交采樣BBADCP發射的偽隨機編碼調制的脈沖信號屬于寬帶信號。為了避免模擬正交解調本振信號正交性帶來的虛假信號，也為了避免數字混頻正交變換的高采樣率要求，本文采用數字中頻正交采樣的低通濾波法進行BBADCP回波信號處理。假設一個寬帶信號可以表示為/（。=如）cos2戒f+6（/）（6）式中：力。）、。分別為包絡和相位調制函數，L為載頻或中頻。按以下采樣頻率對其進行采樣匕=器j=°，1，2式（

12、7）中，m選取的最大值要滿足帶通采樣定理。采樣后的序列為：f(n)=A(n)cos2t=4()cos&()A（n）cos2兀（端+】）2/n+l'玄羿m)-Q()sincos4卜q(n)sin(3(«)sin(普旦m)=(8)2m+(一1嚴()，為偶數(-1尸(-1)(T2q()，為奇數式中：I(ri)=A(n)cos0(n>j»Q(n)=A(n)sn(w)分別為基帶信號的同相分量和正交分量。由式(8)可以看出，只需進行符號修正，可直接由采樣值交替得到信號的同相分鼠/()和正交分量通過低通濾波器，并進行1/2抽取的/、Q兩路輸出信號在時間上相差一個采樣

13、周期，如果要得到相同時刻的1、Q值，就需要對時域采樣信號進行插值，使兩路信號在時域對齊，如圖3所示。cos（2瓦戶1,0,-1,0sin（2鞏）=0,1,0,-1.圖3低通濾波的數字中頻正交采樣Fig.3ThequadraturesamplingofIFsignalinlowpassfilter3模糊速度的區域判別文獻5介紹了一種利用時延估計對模糊速度進行區間判別的方法。文獻6在時延變化的邊界區域，結合復協方差算法進行修正，從而避免由時延誤差帶來的區間誤判。在邊界區域的判別中，文獻6規定了1/4的可疑范圍，增加了判別的復雜度。本文仍然是利用時延估計對模糊速度進行區間判別，但在區間判別的方式上進

14、行了簡化。假設二相相位編碼信號重復一次，編碼信號的脈間時延與速度的對應關系如式(9)所示，即脈間時延與速度成線性關系。Tv(9)C其中：£為碼元數，T為碼元寬度。速度的真實值V與采用復協方差法得到的計算753=1:-!V/Va圖4區實速度與復協方差法計算速度之間的關系Fig.4Therelationshipbetweentruevelocityandambiguousvelocitycalculatedviacomplexcorrelationmethod值之間的關系如圖4所示，其中，實線對應的是真實速度值，梅花點對應的是由復協方差算法得到的模糊速度值，為解決模糊問題，必須準確地判斷

15、模糊速度值所在的模糊區間，即需要確定巾值。速度的真實值y與計算速度*的關系式如式(10)所示:v=2mva+vctm=0,±l,±2-(10)其中：、為模糊速度，-vvc<voo由式(1)可知，水流流速與多普勒頻偏成正比，則式(10)中的速度關系可轉變為頻率關系：刀=2戒+兀w=0,±l,±2-(11)其中：九為模糊頻率，-心<h。由式(11)得小=(/-九)/2九(12)其中：為為由時延估計得到的頻偏值，包含模糊區間，計算精度不高，在模糊區間的邊緣，可能會由于計算的不準確引起辦值的跳變；R為由復協方差法計算得到的頻偏值，而復協方差法是由反正

16、切值計算而來，在模糊區間的邊緣會發生函數值正負號的變化，不包含模糊區間，計算精度葡，員與人的差值即為模糊區間X區間數目血由于ADCP的回波信號受疊加和噪聲的影響，所以由時延估計得到的頻偏值力精度不高，由其計算得到模糊區間數值m會偏離整數值。若/o=3OOkHz,£=31,M=2,每個碼元中填充六個正弦波，碼元寬度r=20Ps,加性高斯白噪聲干擾，信噪比為10dB,由信號時延估計的Cramer-Rao下限可知叫編碼脈沖時延估計的標準方差為其中：T=Lt為信號寬度(取一段碼元的長度)，用為信號帶寬(碼元寬度的倒數)，S/N為信噪比。模糊區間寬度對應的時延變化量為AT«2vfl=

17、jr-3.33ns即時延估計標準差的Cramer-Ra。下限要比區間寬度小一個數量級，所以直接對計算得到的模糊區間數值m取整，即可得到模糊區間數目M,避免了文獻6中對模糊區間的再次劃分，簡化了計算方法。利用時延估計的方法解決寬帶ADCP的速度模糊問題的流程圖如圖5所示。4寬帶信號回波仿真假設發射信號的中心頻率(即中頻頻率)為300kHz,波束寬度為4.2。，發射信號的掠射角為70。，寬帶信號采用6階的m序列調制，碼元數為63位，時延計算”值復相關法計算速度*|m值修正丁1'獲得精確流速值v時延計算”值復相關法計算速度*|m值修正丁1'獲得精確流速值v圖5BBADCP的計算流程圖

18、Fig.5ThecalculationflowchartofBBADCP編碼重復次數為4,每個碼元寬度包含四個信號周期，回波信號的采樣頻率為240kHzo為了模擬真實的海水回波，假設回波信號的復包絡符合瑞利分布，多普勒頻偏符合高斯分布，隨機相位在(0,2冗)之間符合均勻分布，得到回波信號的時域波形和頻譜如圖6所示也00.20.40.60.811.21.41.61.82"ms(a)回波時域信號0|瞄頗IA150200250300350400450/kHz(b)網波頻漕z/ms(c)回波自相關函數Fig.6圖6回波模擬信號的時域波形及頻諧Wavefonn,spectrumandautoc

19、orrelationofvolumereverberationsignal利用第3節中的數字中頻正交采樣方法，計算-1010m/s之間的速度誤差，利用第4節中介紹的解速度模糊的方法，計算結果如圖7所示。由圖6(a)可見，本文所介紹的中頻正交采樣方法能夠很好地對測速模糊區間進行校正，不會發生區間誤判。由圖6(b)可見，單次測速誤差均在0.04m/s之內，再通過計算平均，速度誤差可以降低到O.OIm/s之內，符合BBADCP的精度1%的要求。5結論本文在BBADCP正交解調進行寬帶回波信號.10-8-6-4-20246810模擬速度/(ms。(a)m(ft的修正0.040.020-0.02-0.0

20、4F0.8-6-4-20246810模擬速度/(m)(b)速度計尊精度圖7計算結果的桁值修正及計算精度Fig.7ThemodificationofmvaJueandthecalculationaccuracyofcalculatedresults處理的基礎上，利用數字中頻正交采樣方法，大大降低了接收信號的采樣頻率，降低了對接收信號的處理要求。結合BBADCP對回波信號模糊速度的處理要求，利用數字中頻正交采樣的方法進行仿真，能夠很好地解決速度模糊問題，速度誤差也可控制在允許的精度范圍之內，證明本方法在BBADCP上的使用是可行的。參考文獻IMillerKS,RochwargcrMM.Acovar

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