1、三相電壓型可逆PWM整流器設計姓名：*學號：*班級：自動化學校：華中科技大學三相電壓型PWM整流器一、 三相PWM整流器的拓撲結構及其工作原理1、 拓撲結構三相半橋PWM整流電路圖.1上圖為三相半橋電壓型PWM整流器拓撲結構，其交流側采用三相對稱的無中線連接方式，并采用6只功率開關，這是一種最常用的三相PWM整流器，通常所謂的三相橋式電路即指三相半橋電路。三相半橋VSR較適用于三相電網平衡系統。當三相電網不平衡時，其控制性能將惡化，甚至使其發生故障。為克服這一不足可采用三相全橋VSR設計，其拓撲結構如下圖所示。其特點是:公共直流母線上連接了三個獨立控制的單相全橋VSR，并通過變壓器聯接至三相四

2、線制電網。因此，三相全橋VSR實際上是由三個獨立的單相全橋VSR組合而成的，當電網不平衡時，不會嚴重影響PWM整流器控制性能，由于三相全橋電路所需的功率管是三相半橋電路的一倍，因而三相全橋電路一般較少采用。三相全橋PWM整流電路圖.22、 工作原理2.1 PWM整流器的模型電路如下：PWM 整流器電路由交流回路、功率開關管橋路以及直流回路組成。其中交流回路包括交流電動勢 e 以及網側電感 L等；功率開關管橋路為電壓型橋路組成。當不計功率開關管橋路損耗時，由交、直流側功率平衡關系得：iv=idcvdc通過對交流側進行控制就可以控制直流側，PWM整流器的運行狀態以及控制原理如下：穩態時PWM整流器

3、交流側的矢量關系如下，1、純電感特性運行2、正阻特性運行0'0'C0'C0'CC3、純電容特性運行4、負阻特性運行其中：E為交流電網電動勢矢量，V為交流側電壓矢量，VL為交流側電感電壓矢量，I為交流側電流。(1) 電壓矢量 V 端點在圓軌跡 AB 上運動時， PWM 整流器運行于整流狀態。此時，PWM 整流器需從電網吸收有功及感性無功功率，電能將通過 PWM 整流器由電網傳輸至直流負載。值得注意得是，當PWM 整流器運行在 B 點時，則實現單位功率因數整流控制。而在 A點運行時，PWM 整流器則不從電網吸收有功功率，而只從電網吸收感性無功功率。(2) 電壓矢量

4、V 端點在圓軌跡 BC 上運動時， PWM 整流器運行于整流狀態。此時，PWM 整流器需從電網吸收有功及容性無功功率，電能將通過 PWM 整流器由電網傳輸至直流負載。當 PWM 整流器運行在 C 點時，此時 PWM 整流器則不從電網吸收有功功率，而只從電網吸收容性無功功率。(3) 電壓矢量 V 端點在圓軌跡 CD 上運動時， PWM 整流器運行于有源逆變狀態。此時，PWM 整流器向電網傳輸有功及容性無功功率，電能將從 PWM 整流器直流側傳輸至電網。當 PWM 整流器運行至 D 點時，便可實現單位功率因數有源逆變。(4) 電壓矢量 V 端點在圓軌跡 DA 上運動時， PWM 整流器運行于有源逆

5、變狀態。此時，PWM 整流器向電網傳輸有功及感性無功功率，電能將從 PWM 整流器直流側傳輸至電網。要實現 PWM 整流器的四象限運行，關鍵在于網側電流的控制。一方面，可以通過控制 PWM 整流器交流側電壓，間接控制網側電流；另一方面，也可通過網側電流的閉環控制，直接控制 PWM 整流器的網側電流。單位功率因數的整流和逆變僅僅通過控制交流側電流的幅值大小和方向就可以實現，這也是較常用的一種直接電流控制方法，而通過控制V的幅值及其與電網電壓E的相位差來控制I則是另一種間接電流控制方法。2.2開關模式圖.1為常見的三相電壓型PWM整流器的拓撲結構，由于每相橋臂共有兩種開關模式，即上橋臂導通或下橋臂

6、導通，因此三相電壓型PWM整流器共有23=8種開關模式，并可利用單極性二值邏輯開關函數sj(j=a,b,c)描述，即：,ìï1導通sj=íj=a，b，c ,ïî0i導通二、 PWM整流器常用控制方法對PWM整流電路控制方法的研究集中在輸出直流電壓控制、輸入交流電流控制和PWM整流器開關邏輯控制3個方面。1、 直流電壓控制直流電壓控制目的在于使PWM整流電路的輸出直流電壓隨給定指令變化，達到穩定直流輸出電壓或調節輸出電壓的目的，運用反饋控制的原理，將直流電壓的采樣反饋值和給定參考電壓比較，其差值作為電壓調節器的輸入，輸出作為交流電流的幅值給定。2

7、、 輸入交流電流控制根據電流控制器的具體結構和控制對象不同，PWM整流器的控制技術可以分為基于電壓矢量和基于虛擬磁鏈矢量兩類定向控制。所謂電壓矢量定向控制,就是根據電網電壓旋轉矢量的角度作為控制器的參考角度，以確定整個參考坐標系中各矢量的位置，從而對交流電流的相位進行控制"這種控制方案需要獲取電網電壓的準確相位，獲取的方法可以是通過直接檢測電網電壓來實現，也可以根據無電網電壓傳感器的估算策略對電網電壓進行估算得到，而虛擬磁鏈矢量定向是一種源于交流電機控制思想的控制方案，它省去了對電網電壓的檢測電路，只需通過虛擬磁鏈估算算法得到該矢量的相位就能夠得到參考坐標系中各矢量的位置，從而控制交

8、流電流的相位。其中VOC控制還可以分為間接電流控制和直接電流控制兩種。直接電流控制：直接電流控制的主要特點在于引入電流控制環對電流進行閉環控制，使系統動態性能明顯改善，直接電流控制一般采用電壓外環、電流內環的雙閉環控制方式，動態響應快，控制精度高，是目前應用最廣泛、最實用化的控制方式。間接電流控制：間接電流控制的數學公式為：*ìId=Kp(Ud-U)+1/T(U-Ud)dtdidòï í *u(t)=ua、b、c(t)-IdRsin（wt+2kp/3)-widXLcos(wt+2kp/3)ïîA、B、C間接電流控制也稱為幅值和相位控制

9、，這種方法依據系統低頻穩態數學模型，反映穩定狀態下的電壓平衡關系，整流運行和逆變運行分別按照矢量關系來調節變流器橋臂中點PWM斬控電壓的幅值和相位，以達到控制輸入電流的目的，這種控制具有開關機理清晰!不需要電流傳感器、控制成本低!靜態特性好等主要優點，但它也存在幾方面的缺陷，一是對變流器橋臂中點電壓向量的幅值和相位由電壓閉環和基于穩態的數學運算加以控制，這兩個環節的響應速度差別較大，難以保證系統具有良好的動態特性;二是從穩態向量關系出發進行的電流控制，其前提條件是電網電壓不發生畸變，而實際由于電網內阻的存在、負載的變化及各種非線性負載等擾動引起的瞬態電網波形的畸變，會直接影響控制系統的效果;三

10、是由于交流電流不作為直接的反饋控制量，系統缺乏自身的限流功能，需要專設過流保護電路。3、 開關邏輯控制按照被控變流器或系統的預期性能，經過鎮密的思考和邏輯運算所得到的控制信號，最終都得轉化為變流器開關管的PWM驅動信號，解決這一問題的核心技術可以統稱為開關邏輯控制，形成PWM開關邏輯的方法很多，而且正在發展中，目前主要有電壓空間矢量脈寬調制(SVPWM)、載波調制控制、指定諧波消除控制和瞬時電流跟蹤控制等等。三、 控制結構設計記：三相電網電動勢為：Emcos(wt)éeaùéùêeú=êEcos(wt-2p/3)ú

11、 êbúêmúêëecúûêëEmcos(wt+2p/3)úû輸入三相基波電流為：Imcos(wt-j)éiaùéùêiú=êIcos(wt-2p/3-j)ú êbúêmúêëicúûêëImcos(wt+2p/3-j)úû其中Em為三相電網輸入電壓幅值，Im為基波電流幅值，w為

12、電網角頻率，j為功率因數角。三相靜止坐標系下的PWM整流器的數學模型為： ìdiïLa+Ria=ea-(Vdcsa+vN0)ïdtïdib+Rib=eb-(Vdcsb+vN0)ïLdtïïïdic +Ric=ec-(Vdcsc+vN0)íLïdtïVdcv=-skåïN03k=a,b,cïïdVV-ELïCdcdc=iasa+ibsb+icsc-dcdtRLïî三相靜止坐標系到兩相同步旋轉d-q坐標系的變換矩陣為：C

13、3s/2réêcoswt=-sinwtê1/êë22ùcos(wt-p)cos(wt+p)ú33ú22ú-sin(wt-p)-sin(wt+p)33úú1/1/úúû則在d-q坐標系下，其中軸q與d軸垂直，并超前d軸90°，PWM整流器的數學模型為：ìdidïLdt-wLiq+Rid=ed-vdïïdiq-wLid+Riq=eq-vq íLïdtïdVdc3Vdc-ELC=(i

14、s+is)-ïdcqqdddt2RLî功率關系：3(vdid+vqiq)=vdcidc 2電流調節器采用PI調節器時，vd,vq的控制方程如下：（前饋解耦控制）KiI*)(iq-iq)-wLid+eqs KiI*vd=-(-KiP+)(id-id)+wLiq+edsvq=-(KiP+代入上式得：KiIédidùéù-R-(K+)/L0*iPêdtúêúéidù1KiIéidùsêú=ê)ê*ú ú

15、êú-(KiP+iKLsêêdiqúêëiqúû0-R-(KiP+iI)/Lúëqûêúêúsûëdtûë得到電流環解耦控制結構為：abc電流環結構圖：i忽略電阻R，并合并小時間常數Ts和0.5Ts其中Ts為整流器延時常數，為開關周期，Kip為PI比例系數，KiI的PI積分系數按照II型系統設計，為提高電流響應的快速性，取較寬的中頻寬hi(hi=ti/1.5Ts)，可取為5，得：KiPKPWMhi

16、+1，可以解得： =tiL2ti2KiP=(hi+1)L6L=2tiKPWM15TsKPWMKiP6LKiI=ti112.5Ts2KPWM其中tm為最大降落時間，tv為恢復時間 電壓環設計：Emcos(wt)éeaùéùêúêú電網電壓基波電動勢：eb=Emcos(wt-2p/3)，當開關頻率足夠高時，可以忽êúêúêëecúûêëEmcos(wt+2p/3)úû略PWM的諧波分量，即考慮開關函數

17、sk(k=a,b,c)的基波分量，則：ìsa»0.5mcos(wt-q)+0.5ïísb»0.5mcos(wt-q-2p/3)+0.5ïs»0.5mcos(wt-q+2p/3)+0.5îc為開關函數基波初始相角，m為PWM調制比。電壓環結構圖：V*0.75Kv(Tvs+1)CTvs2(Tcvs+1) 開環傳遞函數： G(s)=其中：Tcv=tv+3TsKVPTK電壓環中頻寬hv為：hv=v=VI TcvTcv按照II型系統控制器設計得：0.75KVI0.75Kvh+1=v22，其中頻寬度為CdcCdcTv2hvTc

18、vhv=Tv/Tcv=5，代入上式得到PI參數為：ìT=5Tcv=5(tv+3Ts)ïïv í4CïKv=5(tv+3Ts)ïî得KVP和KVI分別為：KVP=Cdc(hv+1)4Cdc =1.5hvTcv5TcvCdc(hv+1)4Cdc =2221.5hvTcv25TcvKVI=四、 SVPWM：SVPWM算法實現步驟如下;1、根據參考電壓，判斷合成電壓矢量所處的扇區；2、計算合成電壓矢量所在扇區的兩個相鄰電壓矢量的作用時間，并判斷是否成立，若不成立則必須做飽和處理；3、計算插入零矢量的時間；4、按照電壓矢量變化只改變一

19、相開關狀態的原則安排開關矢量的作用次序，產生SVPWM波形。V4phase參考向量Us的合成：1、 參考電壓矢量Uref所處扇區N的判斷為區別六種狀態，定義：N=A+2B+4C則上式化簡可以得到：若Ub>0，則A=1，否則A=01a-Ub>0，則B=1，否則B=0 21a-Ub>0,則C=1，否則C=0 2若A, B, C之間共有八種組合，但由判斷扇區的公式可知A, B, C不會同時為1或同時為0，所以實際的組合是六種，A, B, C組合取不同的值對應著不同的扇區，并且是一一對應的，因此完全可以由A, B, C的組合判斷所在的扇區。根據Ua和Ub的值，可求得各矢量作用時間，

20、定義:X=3UbTs/UdY=(3Ua+Ub)Ts/Ud223Z=(-Ua+Ub)Ts/Ud22通過上述方法得到TX,TY后，定義：Ta=(Ts-TX-TY)/4Tb=Ta+Tx/2Tc=Tb+Ty/2（2-6）則在不同的扇區內A，B，C三相對應的開關時間Ta,Tb,Tc根據表2-3進行賦值。切換點Ta,Tb,Tc的賦值表五、仿真：參數計算：電流環Kp=24，Ki=32000電壓環Kp=6，Ki=3000電感：L=2.9mH13.7mH電容：C=476.2uF2702.7uF最后搭建的Simulink仿真模型如下：311sin(wt+90)311cos(wt)éuaù

21、33;ùéùêúêúêú參數說明，三相電壓源為ub=311sin(wt-2p/3+90)=311cos(wt-2p/3)êúêúêúêëucúûêë311sin(wt+2p/3+90)úûêë311cos(wt+2p/3)úû 電源頻率為50Hz，電感為6.0mH，負載50，電容為3000uF，PWM整流模式為SVPWM，開關頻

22、率為Ts=1/(10kHz)，電流環PI參數為Kp=15，Ki=300，電壓環PI參數為Kp=0.25，Ki=7.6，電流環和電壓環的PI表達式為 Kp+Ki s仿真設置：固定步長，ode3(Bogaki-Shapine)，仿真步長為1e-6，采樣時間為1e-6，仿真時間為0.5s四象限運行，無功功率用Y軸表示，變流方向用X軸表示，那么四象限分別描述整流器的四個運行狀1、單位功率因數整流狀態當輸入Vdc=700V，iq=0，負載反電動勢為0時，仿真結果為：輸出直流電壓Udc：直流電壓波動情況：網側輸入三相電流Ia,Ib,Ic：功率因數ea,ia：網側輸入電流諧波（Ia）：THD=1.71%輸入

23、有功電流和無功電流：2、單位功率因數逆變狀態當輸入Vdc=700V，iq=0，負載反電動勢為1000V時，仿真結果為： 輸出直流電壓Udc：網側輸入三相電流Ia,Ib,Ic：功率因數ea,ia:網側輸入電流諧波（Ia）：THD=3.98%輸入有功電流和無功電流：3、非單位功率因數的整流狀態：j=arctan記功率因數角為j，則有：iqidiq，idl=cosj=cosarctan當負載為50，直流為Vdc=700V時， U2根據id=dc/Em，其中Em=311V/=380.9V，得到： R7002id=/380.9=25.73A 50如果功率因數角為正，且l=0.8，得iq=idgtanar

24、ccosj=19.3A輸入Vdc=700，iq=19.33A，負載反電動勢為0V，仿真后的結果如下：輸出直流電壓Udc：網側輸入三相電流Ia,Ib,Ic：功率因數ea,ia:網側輸入電流諧波（Ia）：THD=1.40%輸入有功電流和無功電流：如果功率因數角為負，且l=0.8，得iq=idgtanarccosj=-19.3A 輸入Vdc=700，iq=19.33A，負載反電動勢為0V，仿真后的結果如下：輸出直流電壓Udc：網側輸入三相電流Ia,Ib,Ic：功率因數ea,ia:網側輸入電流諧波（Ia）：THD=1.30%輸入有功電流和無功電流：4、非單位功率因數的逆變狀態：j=arctan設負載反

25、電動勢為1000V，記功率因數角為j，則有：iqidiq，idl=cosj=cosarctan當負載為50，直流電壓為Vdc=700V時， 根據id=(Udc-1000V)gUdc/Em，其中Em=311V/=380.9V，得到： Rid=(700-1000)Vg700V/380.9V=-11.03A 50Woo如果功率因數角為180<j<270，在逆變狀態下，如果取l=0.8，得j=arccosl+180o=216.87oiq=idgtanj=-8.273A 輸入Vdc=700，iq=-8.273A，仿真后的結果如下：輸出直流電壓Udc：網側輸入三相電流Ia,Ib,Ic：功率因數ea,ia:網側輸入電流諧波（Ia）：THD=3.17%輸入有功電流和無功電流：如果功率因數角90o<j<180o，在逆變狀態下，如果取l=0.8，得