正弦波信號的產生與控制（完整版）實用資料(可以直接使用，可編輯完整版實用資料，歡迎下載）

正弦波信號的產生與控制（完整版）實用資料(可以直接使用，可編輯完整版實用資料，歡迎下載）實驗一正弦波信號的產生與控制一、實驗目的1.熟悉LabVIEW的編程方法2.掌握節點、端口和數據連線的使用二、實驗設備1.計算機2.LabVIEW軟件三、實驗內容應用ExpressVI產生一個正弦波，添加兩個旋鈕型控件來控制正弦波的幅度和頻率，使用事后記錄圖（WaveformGraph）顯示正弦波，調節兩個旋鈕，觀察波形的變化。框圖程序中添加一個WhileLoop，使得程序可以連續運行，直到點擊Stop按鈕停止。（1）前面板（2）框圖程序正弦波逆變電源的數字控制技術謝力華,蘇彥民(西安交通大學,西安710049摘要:概述了逆變電源數字化技術的現狀、意義,詳細介紹了逆變電源數字控制的幾種控制策略。指出了逆變電源數字控制技術發展的趨勢。關鍵詞:逆變器;電源;數字控制中圖分類號:TN86文獻標識碼:A文章編號:1000-(06-042min’University,Xi’an710049,ChinaAbstract:,situationandsignificanceofthedigitalcontrolinverteraresummarized.Digitalcon2trolmeansofsinewaveinverterareintroducedindetail.Developmenttrendofthedigitalcontrolinverterispointedout.Keywords:inverter;powersupply;digitalcontrol1引言隨著信息技術的發展,逆變電源越來越廣泛地應用于銀行、證券、軍事、醫療、航空航天等領域,早期的逆變電源,只需要其輸出不斷電,穩壓,穩頻即可,然而,今天的逆變電源除這些要求外,還必須環保無污染,即綠色環保逆變電源。同時隨著網絡技術的發展,對逆變電源的網絡功能也提出了更高的要求。高性能的逆變電源必須滿足:①高的輸入功率因數,低的輸出阻抗;②快速的暫態響應,穩態精度高;③穩定性高,效率高,可靠性高;④低的電磁干擾;⑤智能化;⑥完善的網絡功能。顯然這些要求的實現離不開數字化控制技術。傳統的逆變電源采用模擬電路控制,但模擬控制存在許多固有的缺點:(1因采用大量的分散元件和電路板,導致硬件成本偏高,系統的可靠性下降;(2由于人工調試器件的存在,如可調電位器,導致生產效率降低及控制系統的一致性差;(3器件老化及熱漂移問題的存在,導致逆變電源輸出性能下降,甚至導致輸出失敗;(4產品升級換代困難,對同一型號的模擬控制逆變電源,若不改動硬件,升級是不可能的,每一個新型的逆變電源都要求重新設計、制造控制系統;收稿日期:2001-04-28定稿日期:2001-07-05作者簡介:謝力華(1971-,男,江西奉新人,博士生,研究方向為逆變電源數字控制技術和交流調速。(5模擬控制的逆變電源的監控功能有限,一旦出現故障,要想恢復正常,技術人員必須親赴現場。80年代初期,為了提高逆變電源的通信功能及顯示功能,逆變電源的設計中采用了微處理器,但是,由于微處理器的速度問題,逆變電源的控制仍然采用模擬電路進行。數字化、網絡化已經成為信息社會的主流。隨著高性能的DSP控制器的出現,逆變電源的全數字控制成為現實。DSP能夠實時地讀取逆變電源的輸出,并實時地計算出PWM輸出值,使得一些先進的控制策略應用于逆變電源的控制成為可能。這對于逆變電源大量非線性電子負載的狀況,可以針對非線性負載動態變化產生的諧波進行動態的補償,從而使得輸出諧波達到可接受的水平。2逆變電源數字控制的現狀早期的微處理器運算速度有限,通常只具有給定正弦波的發生、控制逆變電源的開關及實現保護顯示等功能,逆變電源的核心———逆變器的控制仍然需要模擬電路的參與。隨著電機控制專用DSP的出現和控制理論的普遍發展,使得逆變電源的控制技術朝著全數字化、智能化及網絡化的方向發展,逆變電源的數字控制技術發生了一次大的飛躍。逆變電源采用數字控制,具有以下明顯優點:(1易于采用先進的控制方法和智能控制策略,使得逆變電源的智能化程度更高,性能更完美。(2控制靈活,系統升級方便,甚至可以在線修改控制算法,而不必改動硬件線路。(3控制系統的可靠性提高,易于標準化,可以第35卷第6期2001年12月電力電子技術PowerElectronicsVol.35,No.6December,2001針對不同的系統(或不同型號的產品,采用統一的控制板,而只是對控制軟件做一些調整即可。(4系統維護方便,一旦出現故障,可以很方便地通過RS232接口或RS485接口或USB接口進行調試,故障查詢,歷史記錄查詢,故障診斷,軟件修復,甚至控制參數的在線修改、調試;也可以通過MODEM遠程操作。(5系統的一致性較好,成本低,生產制造方便。由于控制軟件不像模擬器件那樣存在差異,所以,其一致性很好,由于采用軟件控制,大減小,生產成本下降。(6行系統。統,每個并聯運行的逆變電源單元模塊都采用全數字化控制,易于在模塊之間更好地進行均流控制和通訊或者在模塊中實現復雜的均流控制算法(不需要通訊,從而實現高可靠性、高冗余度的逆變電源并聯運行系統。可見,數字化是逆變電源發展的主要方向,然而,也存在著挑戰,原因是:①模擬控制中存在的許多問題有待于數字控制來解決;②逆變電源的數字控制仍然存在硬件和軟件上的一些困難。目前的困難主要來自于:①逆變電源輸出要跟蹤的是一個按正弦規律變化的給定信號,它不同于一般的開關電源的常值控制。在閉環控制下,給定信號與反饋信號的時間差就體現為明顯的相位差,這種相位差與負載是相關的,這就給控制器的設計帶來了困難;②逆變電源的輸出濾波器對系統的模型影響很大,輸入電壓的波動幅度和負載的性質、大小的變化范圍往往比較大,這些都增加了控制對象的復雜性,使得控制對象模型的高階性、不確定性、非線性顯著增加;③對于數字式PWM,都存在一個開關周期的失控區間:一般是在每個開關周期的開始或上個周期之末來確定本次脈沖的寬度,即使這時系統發生了變化,也只能在下一個開關周期對脈沖寬度做出調整。當然,正是有著眾多的優點,而問題又存在,才使得逆變電源的數字化控制在國內外引起了廣泛的關注。3正弦波逆變電源的控制策略隨著控制芯片性能的日益增強,電力電子裝置的控制系統逐步實現了數字化。在現代控制理論和智能控制策略應用方面,一些新的控制方式如神經網絡控制、模型參考自適應控制、滑模變結構控制、專家系統控制、模糊控制等也逐漸進入了電力電子電路控制領域。常規的控制策略依賴于模型的精確性,而電路參數具有非線性和時變性,為了克服電路參數的時變性和不準確性帶來的問題,可以利用在線辨識系統參數來實現參數自適應控制,亦可以采用滑模變結構控制這種對參數變化不敏感的方式。另外,采用預測模型、滾動優化反饋校正和多步預,。此外,將,可以提高模型的,提高控制效果。正是有了高性能的DSP,才有可能將無差拍控制、重復控制、變結構控制、模糊控制、神經網絡控制及一些智能控制的思想應用到逆變電源的控制系統之中,也就有了今天的逆變電源控制策略的眾多成果,使得逆變電源的性能、可靠性不斷提高,維護更加方便。下面介紹逆變電源的主要控制策略。311PID控制PID控制以其簡單、參數易于整定等特點,廣泛應用于工程實踐之中。早期的逆變電源的控制,多為模擬PID控制,單純采用輸出電壓的瞬時值反饋,采用模擬PID控制器進行調節,其性能特別是動態性能及負載為非線性的時候,不會令人滿意,為此,進行了大量的研究,并把輸出電感電流及輸出濾波電容電流的瞬時值引入了控制系統,使得逆變電源的輸出性能得到了較大的改進。然而,龐大的模擬控制電路使得控制系統的可靠性下降,調試復雜,不易于整定。DSP的出現,這個問題迅速解決,如今各種補償措施已經方便地應用于逆變電源的數字PID控制之中,電壓、電流控制的引入,使得逆變電源的數字PID控制的效果得以改善。針對傳統數字PID控制存在的一些問題,智能控制的思路也引入PID控制之中,并在逆變電源的控制中得以應用;同時,其它控制策略也不斷地引入其中,使古老的PID控制仍充滿活力。312無差拍控制(DeadbeatControl[11]無差拍控制是一種基于微機實現的PWM方案。它根據逆變電源系統的狀態方程和輸出反饋信號來計算逆變器的下一個采樣周期的脈沖寬度。在圖1所示的逆變電源中,可將負載等效為一電流源,其值i0為任意值。選擇輸出電壓V、電感電流iL為狀態變量,系統的狀態方程為:x?=Ax+Buy=Cx(1式中x=[ViL]T;y=V;u=[Ui0]T;正弦波逆變電源的數字控制技術將式(1離散化得:V(k+1=a11V(k+a12iL(k+a21U(k+a22I(k(2式(2說明,輸出電壓的下一次采樣值是本次輸出電壓、電感電流、逆變橋輸出電壓以及負載電流采樣值的線性結合。令輸出電壓V(k+1與其指令參考值Vref(k+1相等,就得到無差拍控制率。圖1逆變電源系統圖U(k是由逆變電源直流母線電壓E和脈沖寬度T(k決定的,可以由下式計算脈沖寬度T(k:T(k=U(kT/E[Vref(k+1-a11V(k-a12iL(k-b12i0(k]T/Eb11(3此算法中,每個采樣間隔發出的控制量T(k是根據當前時刻的狀態向量和下一采樣時刻的參考正弦值計算出來的,由負載擾動或非線性負載引起的輸出電壓偏差可在一個采樣周期內得到修正。無差拍控制有著非常快的暫態響應,當負載突然變化時,只要幾個開關周期就可以調整輸出電壓,輸出能夠很好地跟蹤給定值;波形的畸變率小,即使開關頻率不是很高,無差拍控制也能夠得到較好的輸出波形品質;無差拍控制能夠使得輸出電壓的相位與負載關系不大,它通過調節逆變橋的輸出相位來補償LC濾波器的相位延時。但是,無差拍控制的自身缺點也十分明顯:①無差拍控制系統的魯棒性不強,當負載變化,非線性負載或者溫度、運行條件等原因出現參數波動,都容易造成系統的不穩定或者輸出性能惡化;②系統的誤差與調制比輸出的LC等有關;③瞬態超調量較大。為了克服無差拍控制的缺點,在無差拍控制之中引入智能控制的思想,如模糊控制、神經網絡控制等,仍是今天的研究熱點。313滑模變結構控制(Sliding2ModeVariableStructureControl滑模變結構控制系統最大的優點是其對參數變化及外部干擾的不敏感性,即強魯棒性,加上其固有的開關特性,特別適用于電力電子的閉環控制之中。早期的逆變電源的滑模變結構控制多采用模擬控制技術,這存在控制硬件電路特別復雜、控制功能有限的弱點。微處理器的應用能夠減小滑模變結構控制器的復雜性,但是連續滑模控制器的設計方法不能夠直接用于離散滑模控制器的設計,微處理器的離散采樣可能會導致系統的震動或系統的不穩定。所以,這就需要離散滑模控制技術,它完全不同于常規。,但是系統的穩。文獻[2]在離散滑模控制的基,如圖2所示,以便在系統的魯棒性不受影響前提下,改善系統的穩態性能,這樣控制系統的暫態性能和穩態精度都能夠得到提高。但是,當負載超出正常值后,滑模控制器的負擔將會變得非常重。文獻[5]在文獻[2]的基礎上發展了自矯正離散滑模控制,其控制框圖如圖3所示,逆變電源的控制器由可通過參數自適應調整機構調整的線性前饋控制器和非線性滑模控制器組成,滑模控制器僅在負載變化導致輸出電壓發生變化時才產生控制力,穩態狀態的控制力主要由前饋控制器提供,滑模控制器的切換面(超平面是根據優化準則進行設計的,以致被控逆變器的行為能夠依照選擇的價值函數進行優化;負載干擾的影響已經考慮在滑模控制器的設計之中。滑模控制有著明顯的優點:快速性和強魯棒性,但也存在控制系統穩態效果不佳、理想滑模切換面難于選取、控制效果受采樣率的影響等弱點。如今逆變電源的滑模控制的研究方興未艾,特別是滑模控制和其它智能控制策略相結合形成新的集成控制策略,更是一條有意義的探索之路。314模糊控制(FuzzyControl[3,4]復雜的電力電子裝置是一個多變量、非線性、時變的系統,系統的復雜性和模型的精確性總是存在著矛盾。而模糊控制能夠在準確和簡明之間取得平衡,有效地對復雜事物做出判斷和處理,近年來,它在電力電子領域中的應用引起了人們的重視。對于高性能的逆變電源的設計,模糊控制器有著以下優點:①模糊控制器的設計過程中不需要被控對象的精確數學模型,模糊控制器有著較強的魯棒性和自適應性;②理器的很少的時間,文獻[4],即把電壓誤差和電感電流作為輸入模糊變量,實現了逆變電源的模糊控制,在整流性負載的狀態下,系統能夠保證輸出的THD小于5%。文獻[3]將模糊控制與無差拍控制相結合,模糊控制用來補償由于非線性負載導致的電壓跌落,其原理框圖如圖4所示。圖4帶有模糊補償器的逆變電源控制框圖模糊控制屬于智能控制的范疇。與傳統的控制方式相比,智能控制最大的好處是不依賴控制對象的數學模型;模糊控制從模仿人的思維外特性入手,模仿人的模糊信息處理能力。理論上已經證明,模糊控制可以任意精度逼近任何非線性函數,但受到當前技術水平的限制,模糊變量的分檔和模糊規則數都受到一定的限制,隸屬函數的確定還沒有統一的理論指導,帶有一定的人為因素,因此模糊控制的精度有待于進一步提高。模糊邏輯、神經網絡和專家系統出現融合的趨勢,展示了模糊邏輯、神經網絡和專家系統相輔相成、優勢互補的強大生命力。采用神經網絡確定隸屬函數,記憶模糊規則和進行模糊推理等研究已取得一定的成果,各種模糊神經網絡的拓撲結構和算法不斷涌現,模糊邏輯和專家系統結合,可充分利用專家系統知識推理機制和知識抽取能力。可見,未來模糊控制必將成為逆變電源的核心控制技術之一。315重復控制(RepetitiveControl[6,9]重復控制的基本思想源于控制理論中的內模原理[8],內模原理是把作用于系統的外部信號的動力學模型植入控制器以構成高精度反饋控制系統的一種設計原理。逆變電源的重復控制的主要目的是為了克服整流型負載引起的輸出波形周期性的畸變。,用來,,然后在下一個基波周期的同一時間將此信號疊加到原控制信號上,以消除后面各周期中將出現的重復性畸變。圖5、圖6給出了常用的重復控制系統框圖。其中r為給定的跟蹤信號,d為擾動信號,P(z為控制對象,y為實際輸出。周期延遲環節(z2N是為了針對重復性擾動在下一周期控制作用中起超前作用的,即對控制器進行超前相位補償。補償器C(z的作用是提供相位補償和幅值補償,以保證控制系統的穩定性,并改善輸出波形。圖5重復控制系統框圖圖5所示的重復控制器是直接串聯在系統的前向通道上的,當系統的控制指令突加時,如逆變電源開機,控制系統的快速性必然存在問題,考慮到重復控制器只是抑制系統的指令跟蹤誤差,因此圖6所示的“嵌入式”結構更為合理。圖6嵌入式重復控制系統框圖重復控制能夠使得系統獲得很好的靜態性能,易于實現,但該技術卻不能夠獲得好的動態性能。為此文獻[7]研究了自適應重復控制方案,并成功地應用于逆變電源的控制之中;文獻[6]為了獲得逆變電源的良好的動態性能和穩態性能,對由伺服控制器和重復控制器組成的復合控制器進行了研究,伺服控制器能夠使系統獲得好的抗干擾能力,重復控制器減小了系統在周期干擾下產生的穩態誤差。(下轉第51頁圖5a,圖5b所示為采用所述方法利用Saber的MAST語言所建的MUR860模型仿真得出的反向恢復電流和正向恢復電壓波形。(a反向恢復電流(b正向恢復電壓圖5新建MUR860模型仿真波形比較圖3,圖4和圖5可以看出,現有的仿真器Saber中的器件模型仍然無法仿真二極管的正向恢復,反向恢復的仿真也很不準確。而新模型正、反向恢復的仿真與實測結果吻合較好。5結論正確地仿真二極管的瞬態特性是預估電路EMI的關鍵技術。所提出的電荷控制模型具有簡單明晰,模型參數少且易于抽取,運算速度快,精度較高的優點。該模型可以用Saber的MAST語言寫成,和EMI:]HoffmanK..PowerDiodeHybridModelwithForwardandReverseRecoveryforUseinCircuitSimulators[C].inProc.IEEEAPEC’92,1992:426～432.[2]StrolloA.G.M..ANewPINDiodeModellingApproachforPowerElectronicPSPICESimulations[C].InProc.IEEEPESC’94,199452～58.[3]StrolloA.G.M..ImprovedPINDiodeCircuitModelwithAutomaticParameterExtractionTechnique[C].InProc.IEEEPCDS’97,1997:328～334.[4]LauritizenP.O..ASimpleDiodeModelwithReverseRecovery[J].IEEETrans.onPowerElectron.,1991,6(2:188～191.[5]LauritizenP.O.ASimplePowerDiodeModelwithFor2wardandReverseRecovery[J].IEEETrans.onPowerElectron.,1993,8(4:342～346.[6]KvienO..ModelforSimulationofDiode(andIGBTSwitchingsWhichIncludetheEffectoftheDepletionLayer[C].InProc.IEEEIAS,1993:1190～1195.(上接第55頁此外,隨著神經網絡控制芯片的出現,一些學者正在研究其在逆變電源中的應用,如用神經網絡控制器替代滯環電流控制器。目前,在神經網絡結構的選取、學習方法等方面也已經有了一些成果,但由于神經網絡的實現技術沒有突破,還沒有成功地應用于逆變電源的控制之中。4結論信息技術及微電子技術的高速發展,對逆變電源的性能提出了更新、更高的要求,使得高性能、智能化的控制技術應用于逆變電源的控制之中成為可能。隨著研究的深入進行,將會有更多、更適合逆變電源控制的智能控制策略。逆變電源的各種控制策略有其所長,有其所短。因而,各種控制策略相互取長補短、相互滲透、互濟優勢,集成為復合控制器,是一種趨勢所在。這些集成的控制器能夠充分發揮各自的優勢,而且更具有新的優良性能,能夠更好地滿足逆變電源的控制要求。參考文獻:[1]AtsuoKawamura,etal.DeadbeatControlofPWMInvert2erwithModifiedPulsePatternsforUninterruptiblePowerSupply[J].IEEETrans.onIndustrialElectronics,1988,35(2:295～300.[2]JungShilh2Liangetal.DiscreteSliding2ModeControlofaPWMInverterforSinusoidalOutputWaveformSynthesiswithOptimalSlidingCurve[J].IEEETrans.onPowerElectronics,1996,11(4:567～576.(下轉第60頁用于傳導EMI仿真的二極管高頻模型的研究第35卷第6期電力電子技術Vol.35,No.62001年12月PowerElectronicsDecember,2001圖中Ch1———初級MOSFET漏極電壓(100V/格Ch2———續流VSR柵極電壓(10V/格Ch3——R正向柵極電壓(10V/格—VSCh4——R正向電流(10A/格—VS(3通用性圖8a是一種電流驅動VSR模塊[5]。該模塊有4個端口,兩個端口是VSR的漏極和源極,另兩個端口是能量恢復端口,分別和直流輸出端的正極和負極連接。它可以用在各種開關電路中代替二極管整流,具有通用性。圖8b為該電流驅動模塊代替圖1中的MOSFET的實驗波形,其中輸入為48V,輸出電壓為5V,輸出電流為10A,開關頻率為250kHz。3.3能量恢復電流驅動VSR的優點(1輸入電壓范圍寬在輸入電壓變化時,驅動電壓保持恒定,所以適用于輸入電壓范圍較寬的場合。具有連續模態(CCM和非連續模態(DCM雙工作模式,在輸入電壓較低時,變換器工作在CCM;當輸入電壓較高時,變換器工作在DCM。通過調節繞組匝數,很容易調節VSR的驅動電壓。在N2繞組和VSR柵極之間外加圖騰柱驅動電路以加速開通和關斷。(2電流驅動VSR變換器易于并聯傳統的電壓驅動VSR變換器不適合直接并聯運行。原因是VSRMOSFET是一個雙向導通的開關,電流既可以從漏極流向源極,也可以從源極流向漏極。如果兩個電壓驅動的VSR變換器并聯,在某些極端情況下,一個變換器提供電能,而另外一個變換器消耗電能,引起系統崩潰。然而,如果變換器采用電流驅動VSR,因為電流驅動VSR具有二極管自動截止特性,變換器中就不會流經反向電流。能量恢復電流驅動VSR可以方便地應用在正激變換器、反激變換器、推挽變換器、半橋變換器、全橋變換器和諧振變換器中代替二極管整流,并且不需要作任何變動,具有通用性。4結束語本文結合電壓驅動同步整流器和電流驅動同步整流器的最新研究成果,詳細分析了電壓驅動同步整流器和電流驅動同步整流器的工作原理,給出了實用電路和實驗波形,同時比較了兩種驅動方式的優缺點。隨著通訊和計算機事業的迅猛發展,低電壓大電流DC/DC功率變換器的廣泛需求,同步整流技術必然得到進一步的發展。參考文獻:[1]YamashitaN.,etal.ConductionPowerLossinMOSFETSynchronousRectifierwithParallelConnectedSchottkyBarrierDiode[J].IEEETrans.onPowerElectronics,1998,134:667～673.[2]JiH.K.,etal.ActiveClampForwardConverterwithtronicsSpecialistsConference’,1994(2:895～901.94[3]MOSFETSynchronousRectification[C].PowerElec2ModulesDesign[C].ProceedingsoftheFourthHongKongIEEEWorkshoponSwitchModePowerSupplies,XieX.F.,etal.TwoMethodstoDriveSynchronousRec2PoonN.K.,etal.SynchronousRectificationinPowertifiersDuringDeadTimeinForwardTopologies[C].APEC’2000,2000:993～999.[4][5]tion[C].APEC’,1994(1:185～191.942000:56～63.(上接第51頁[3]LinBor2Ren,etal.Real2TimeDigitalControlofPWMIn2verterwithFuzzyLogicCompensatorforNonlinearLoads[C].IEEE2LAS’,1993,Part2(of3:862～869.93IEEE2IECON’,1993(1:267～272.93ulatedPWMInverterunderLargeLoadVariation[C].[7][4][5][6]60JungShih2Liang,etal.Self2TuningDiscreteSlidingMode～1512.OptimalSlidingSurface[C]1PowerElectronicsSpecialistControlofaClosed2LoopRegulatedPWMInverterwithConference,PESC’,27thAnnualIEEE,1996(2:150696TzouYing2Yu,etal.FuzzyControlofaClosed2LoopReg2[8][9]Toshimasa,etal.WaveformCompensationofPWMIn2verterCyclicFluctuatingLoads[J]1IEEETrans.onIn2dustryApplication,1988,24(4:582～589.1999,14(5:971～981.sis.PESC’,1985:28～36.85電子及電力諧波問題研討會[C].2000(3:221～2281UnknownLoads[J]1IEEETrans.onPowerElectronics,Gokhale,K.P.,etal.DeadbeatMicroprocessorControlofPWMInverterforSinusoidalOutputWaveformSysthe2張凱等1逆變電源的重復控制技術:原理與設計———國家自然科學基金委員會工程與材料科學部電力TzouYing2Yu,etal.AdaptiveRepetitiveControlofPWMInvertersforVeryLowTHDAC2VoltageRegulationwithAckerB.,etal.Current2controlledSynchronousRectifica2實驗一正弦波信號的產生與控制一、實驗目的1.熟悉LabVIEW的編程方法2.掌握節點、端口和數據連線的使用二、實驗設備1.計算機2.LabVIEW軟件三、實驗內容應用ExpressVI產生一個正弦波，添加兩個旋鈕型控件來控制正弦波的幅度和頻率，使用事后記錄圖（WaveformGraph）顯示正弦波，調節兩個旋鈕，觀察波形的變化。框圖程序中添加一個WhileLoop，使得程序可以連續運行，直到點擊Stop按鈕停止。（1）前面板（2）框圖程序正弦波逆變器引言所謂逆變器，是指整流器的逆向變換裝置。其作用是通過半導體功率開關器件（例如GTO,GTR,功率MOSFET和IGBT等）的開通和關斷作用，把直流電能換成交流電能，它是一種電能變換裝置。逆變器，特別是正弦波逆變器，其主要用途是用于交流傳動，靜止變頻和UPS電源。逆變器的負載多半是感性負載。為了提高逆變效率，存儲在負載電感中的無功能量應能反饋回電源。因此要求逆變器最好是一個功率可以雙向流動的變換器，即它既可以把直流電能傳輸到交流負載側，也可以把交流負載中的無功電能反饋回直流電源。逆變器的原理早在1931年就在文獻中提到過。1948年，美國西屋（Westinghouse）電氣公司用汞弧整流器制成了3000HZ的感應加熱用逆變器。1947年，第一只晶體管誕生，固態電力電子學隨之誕生。1956年，第一只晶體管問世，這標志著電力電子學的誕生，并開始進入傳統發展時代。在這個時代，逆變器繼整流器之后開始發展。首先出現的是SCR電壓型逆變器。1961年，W.McMurray與提出了改進型SCR強迫換向逆變器，為SCR逆變器的發展奠定了基礎。1960年以后，人們注意到改善逆變器波形的重要性，并開始進行研究。1962年，A.Kernick提出了“諧波中和消除法”，即后來常用的“多重疊加法”，這標志著正弦波逆變器的誕生。1963年，提出了“消除特定諧波法”，為后來的優化PWM法奠定了基礎，以實現特定的優化目標，如諧波最小，效率最優，轉矩脈動最小等。20世紀70年代后期，可關斷晶閘管GTO、電力晶體管GTR及其模塊相繼實用化。80年代以來，電力電子技術與微電子技術相結合，產生了各種高頻化的全控器件，并得到了迅速發展，如功率場效應管PowerMOSFET、絕緣門極晶體管IGT或IGBT、靜電感應晶體管SIT、靜電感應晶閘管SITH、場控晶閘管MCT，以及MOS晶體管MGT等。這就是、使電力電子技術由傳統發展時代進入到高頻化時代。在這個時代，具有小型化和高性能特點的新逆變技術層出不窮。特別是脈寬調制波形改善技術得到了飛速的發展。1964年，由A.Schonung和H.Stemmler提出的、把通信系統調制技術應用到逆變技術中的正弦波脈寬調制技術（Sinusoida-PWM，簡稱SPWM），由于當時開關器件的速度慢而未得到推廣。直到1975年才由Bristol大學的等把SPWM技術正式應用到逆變技術中，使逆變器的性能大大提高，并得到了廣泛的應用和發展，也使正弦波逆變技術達到了一個新高度。此后，各種不同的PWM技術相繼出現，例如注入三次諧波的PWM、空間相量調制（SVM）、隨機PWM、電流滯環PWM等，成為高速器件逆變器的主導控制方式。至此，正弦波逆變技術的發展已經基本完善。正弦波逆變器中的開關器件及其基本工作原理2.1可關斷晶體管（GTO）可關斷晶體管簡稱GTO。它是晶閘管的一種派生器件，因此它具有SCR的全部優點，如耐壓高、電流大、耐浪涌能力強，造價便宜等；但它又具有像GTR自關斷那樣具有自關斷能力，因而不再是半控型的器件而成為全控型器件，工作頻率高、控制功率小、線路簡單，使用方便。因此，GTO是一種比較理想的大功率開關器件。正因為GTO的這些優點，近年來，GTO在牽引、高壓、大容量調速、無功補償等方面獲得了廣泛得使用。GTO是一種PNPN四層結構的半導體器件，它的結構，等效電路圖及圖形符號示于圖2.1-1中。圖中A、G和K分別表示GTO的陽極，門極和陰極。α1為P1N1P2晶體管的共基極電流放大系數，α2為N2P2N1晶體管的共基極電流放大系數，圖中的箭頭表示各自的多數載流子運動方向。通常α1比α2小，即P1N1P2晶體管不靈敏，而N2P2N1晶體管靈敏。GTO導通時器件總的放大系數α1+α2稍大于己于1，器件處于臨界飽和狀態，為用門極負信號去關斷陽極電流提供了可能性。普通晶體管SCR也是PNPN四層結構，外部引出陽極，門極和陰極，構成一個單元器件。GTO外部同樣引出三個電極，但內部卻包含著數百個共陽極的小GTO，一般通常把這些小GTO稱為GTO元，它們的門極和陰極分別并聯在一起，與SCR不同，GTO是一種多元的功率集成器件，這是為便于實現門極控制關斷所采取的特殊設計。GTO的開通和關斷過程與每一個GTO元密切相關，但GTO元的特性又不等同于整個GTO器件的特性，多元集成使GTO的開關過程產生了一系列新的問題。由圖2.1-1(b)中所示的等效電路可以看出，當陽極加正向電壓，門極同時加正觸發信號時，GTO導通，其具體過程如下：顯然這是一個正反饋過程。當流入的門極電流IG足以使晶體管N2P2N1的發射極電流增加，進而使P1N2P2晶體管的發射極電流也增加時，當α1+α2>1之后，兩個晶體管均飽和導通，GTO則完成了導通過程。可見，GTO開通的條件是α1+α2>1（2-1）此時門極的電流IG為IG=[1-(α1+α2)]IA/α2(2-2)式中IA—GTO的陽極電流；IG—GTO門極注入的電流。由式（2）可知，當GTO門極注入正的IG電流但尚不能滿足開通條件時，雖有正反饋作用，但器件仍不會飽和導通。這是因為門極電流不夠大，不滿足α1+α2>1的條件，這時候，陽極電流只流過一個不大而且是確定的電流值。當門極電流IG撤消后，該陽極電流也就消失。與α1+α2=1狀態所對應的陽極電流為臨界導通電流，定義為GTO的擎住電流。當GTO在門極正觸發信號的下開通時，只有陽極電流大于擎住電流后，GTO才能維持大面積導通。由此可見，只要能引起和變化并使之滿足α1+α2>1條件的任何因素，都可以導致PNPN四層器件的導通。所以，除了注入門極電流使GTO導通外，在一定條件下過高的陽極電壓和陽極電壓上升率，過高的結溫以及火花發光照射等均可能使GTO觸發導通。所有這些非門極觸發都是不希望的非正常觸發，應采取適當措施加以防止。實際上，因為GTO是多元集成結構，數百個以上的GTO元制作在同一硅片上，而GTO元特性總會存在差異，使得GTO元的電流分布不均，通態壓降不一，甚至會在開通過程中造成個別GTO元的損壞，以致引起整個GTO的損壞。為此，要求在制造時盡可能的使硅片微觀結構均勻，工藝裝備和工藝過程嚴格控制，以求最大限度達到所有GTO元特性的一致性。另外，要提高正向門極觸發電流脈沖上升沿陡度，以求縮短GTO元陽極電流滯后時間、加速GTO元陰極導電面積的擴展，達到縮短GTO開通時間的目的。GTO開通后可在適當外部條件下關斷，其關斷電路原理如圖2.1-2所示。關斷GTO時，將開關S閉合，門極就施以負偏置電壓EG。晶體管P1N1P2的集電極電流Ic1被抽出形成門極負電流―IG，此時N2P2N1晶體管的基極電流減小，進而使Ic2減小。于是引起Ic1的進一步下降，如此循環不已，最終導致GTO的陽極電流消失而關斷。現在，GTO的主要技術方向，仍是大電流、高耐壓。這就需要改善元胞特性，并改善每個元胞及結構的一致性、均勻性。這要從改善元胞的微細化和少子壽命控制的最佳化入手，，控制擴散雜質分布的同時，提高導通特性，從而門極電路小型化。由于大容量GTO多是采用壓接結構。因此，需要使每個元胞特性均勻一致的工藝以及均勻一致的壓積壓，一致的接觸電阻。這在工藝上咳采取離子注入法和壓接式結構。壓接式結構容易保證接觸一致性，避免由合金燒結產生的受熱不均勻以及應力等問題。GTO因為利用了電導調制效應，在關斷后有拖尾電流流過。這樣，關斷損耗將成為限制其高壓下應用的一個主要原因。與晶閘管相比，GTO具有快的關斷速度，高的關斷電流容量和大的關斷安全工作區。它代表了晶閘管發展的主要方向。2.2電力晶體管（GTR）電力晶體管是一種雙極型大功率高反壓晶體管，由于其功率非常大，所以，它又被稱作為巨型晶體管，簡稱GTR。GTR是由三層半導體材料兩個PN結組成的，三層半導體材料的結構形式可以是PNP，也可以是NPN。大多數雙極型功率晶體管是在重摻質的NNNGTR分為NPN型和PNP型兩類，又有單管GTR、達林頓式GTR（復合管）和GTR模塊幾種形式。單管GTR飽和壓降VCES低，開關速度稍快，但是電流增益β小，電流容量小，驅動功率大，用于較小容量的逆變電路。達林頓式GTR電流增益β值大，電流容量大，驅動功耗小，但飽和壓降VCES較高，關斷速度較慢。和單管GTR一樣，達林頓式非模塊化的GTR在現代逆變電路中早已不太常用。應用比較廣泛的還是GTR模塊。它是將兩只或4只、6只、甚至7只單管GTR或達林頓式GTR的管芯封裝在一個管殼內，分別組成單橋臂、單相橋、三相橋和帶泄放管的三相橋形式，外殼絕緣，便于設計和安裝。在逆變電路中，GTR都工作在共發射極狀態，其輸出特性曲線是指集電極電流IC和電壓VCE以及基極電流IB之間的關系，如圖2.2-1所示。GTR的特性曲線分5個區。I區為截止區，IB=0，IC很小，為CE漏電流。II區為線性放大區，當IB增加時，IC也跟隨IB線性增加。隨著VCE繼續降低，IC已沒有增長能力，這就進入了深度飽和區，即第IV區。這時的VCE稱為GTR的飽和壓降，用VCES表示，它比GTO和VMOSFET要低。V區為擊穿區，當VCE增加到一定值時，即使IB不增加，IC也會增加，這時的VCE就是GTR的一次擊穿電壓。如果VCE繼續增加，IC也增加，由于GTR具有負阻特性，當結溫上升時，IC更大。由于整個管芯的導電不可能絕對均勻，大的IC會產生集中熱點，從而發生雪崩擊穿，IC驟增。這時候，即使降低VCE也無濟于事，高速增長的熱量無法散出，在很短時間內（幾微秒甚至幾納秒）便使GTR被永遠地燒壞。這就是GTR的二次擊穿現象，它是GTR最致命的弱點，也是限制GTR發展和進一步推廣應用的最重要的原因之一。電力晶體管GTR大多作功率開關使用，所以，要求它要有足夠的容量（高電壓、大電流）、適當的增益、較高的工作速度和較低的功率損耗等。但由于電力晶體管的功率損耗大、工作電流大，因此它存在著諸如基區大注入效應、基區擴展效應和發射極電流集邊效應等特點和問題。基區大注入效應是指基區中的少數載流子濃度達到或超過摻雜濃度時，器件的注入效率降低，少數載流子擴散系數變大，體內少數載流子壽命下降，以致嚴重影響GTR的電流增益的現象。基區擴展效應是指在大電流條件下有效基區變寬的效應。器件在小電流狀態工作時的集電結寬度主要由基區摻雜濃度決定，因此其增益β值是固定的；但在大電流條件下，由于基區中少數載流子大量增加造成集電結寬度收縮，因而，使有效基區變寬。基區的擴展導致注入效率降低，增益β下降、特征頻率減小。發射極電流集邊效應也稱為基極電阻自偏壓效應，是由于在大多數情況下電流條件下，基區的橫向壓降使得發射極電流分配不均勻所造成的。在這種情況下，電流的分布較多地集中在靠近基極的發射極周邊上，引起電流的局部集中，進而導致局部過熱。所以，為了削弱上述三種物理效應的影響，必須在結構上采取適當的措施以保證適合大功率應用的需要。2.3功率場效應晶體管（PowerMOSFET）功率場效應晶體管簡稱功率MOSFET，它是一種以晶體管原理為基礎，將微電子技術的發展成果應用到電力電子領域中的單極型的電壓控制器件，不但有自關斷能力，而且有驅動功率小、工作速度高、無二次擊穿問題、安全工作區寬等優點。功率MOSFET按其結構分類，它的主要代表性器件有LDMOSFET，VVMOSFET，VDMOSFET。在這里以VDMOSFET為例，來大致介紹一下功率MOSFET的結構和工作原理。圖2.3-1(a)是VDMOSFET中一個單元的截面圖，它是在電阻率很地的重摻雜N襯底上生長一層漂移層N，該層的厚度和雜質濃度決定了器件的正向阻斷能力。然后在漂移層上再生長一層很薄的柵極氧化物，在氧化物上沉積多晶硅柵極。在用光刻法除去一部分氧化物后，進行P區和N源區雙區雙擴散，并沉積源極電極。這樣，就形成了N溝道增強型功率MOSFET，其電氣圖形符號如圖2.3-1(b)所示。當漏極接電源正端，源極接電源負端，柵極和源極間電壓為零時，P基區和N漂移區之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無電流流過。如果在柵極和源極之間加一正電壓UGS，由于柵極是絕緣的，所以并不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓卻會將其下面P區中的空穴推開，而將P區中的少數載流子電子吸引到柵極下面的P區表面。當UGS大于某一電壓值UT時，柵極下P區表面的電子濃度將超過空穴濃度，從而使P型半導體反型成N型半導體而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結J1消失，漏極和源極導電。電壓UT稱為開啟電壓，UGS超過UT越多，導電能力越強，漏極電流ID越大。功率MOSFET是多元集成結構，一個器件往往由許多個小MOSFET單元組成。對于功率MOSFET來說，采用多元集成結構是很有益的，因為采用多元集成結構不僅可以降低通態電阻，而且還能提高工作頻率，改善器件的性能。由于漏極電流流過溝道時，在溝道電阻上產生的損耗和發熱限制了MOSFET通態電流值的提高，而多元集成結構不僅使每個MOSFET單元的溝道長度大為縮短，而且所有MOSFET單元的溝道是并聯在一起的，因而溝道電阻大幅度減小。于是，在同樣的額定溫度下，器件的通態漏極電流可以提高。即提高了應用于大功率的能力。本來，在MOSFET器件中由于載流子在溝道中的渡越時間和柵極輸入電容的存在，限制了器件的工作頻率，但由于多單元集成結構使溝道長度大大縮短，載流子的渡越時間也大為減小。又因為所有MOSFET單元的溝道都是并聯的，所以，允許很多的載流子同時渡越，使器件的開通時間極短。大約可以使漏極電流上升時間見效到毫微秒的數量級。近年來，各種功率MOSFET型器件層出不窮。由于它具有開關速度快、輸入阻抗高、熱穩定性好、可靠性強等優點，在應用中取代了許多原來為雙極型功率器件所占據的領域。它的工藝特點決定了它能方便地同其他類型的器件相集成，從而促進了高壓功率集成電路HVIC和智能功率集成電路SPIC的實現，推動了電力電子技術的發展。現在，功率MOSFET已被廣泛應用于開關電源、汽車電子、消費電子、工業控制等領域中，成為當今世界上功率器件發展規律的主要方向。2.4絕緣柵雙極晶體管（IGBT）絕緣柵雙極晶體管（InsulateGateBipolarTransistor）簡稱IGBT，是一種新型的電力電子器件。它是MOSFET與GTR的復合器件，因此，它既具有MOSFET的工作速度快、輸入阻抗高、驅動電路簡單、熱溫度性好的優點，又包含了GTR的載流量大、阻斷電壓高等多項優點，是取代GTR的理想開關器件。從1986年至今，尤其是近幾年來IGBT的發展很快，目前已被廣泛應用于電視控制、中頻開關電源和逆變器、機器人、空調器以及要求快速低損耗的許多領域。現在已經被廣泛應用的第三代IGBT通態壓降更低、開關速度更快；集成的智能型IGBT功率模塊使用更方便、體積更小、保護更可靠，并省去了驅動電路。圖2.4-1為IGBT的結構剖面圖。由圖可知，IGBT是在功率MOSFET的基礎上發展起來的，兩者結構十分類似，不同之處在于IGBT比功率MOSFET多了一個P層發射極，可以形成PN結J1，并由此引出漏極；門極和源極與MOSFET相類似。IGBT按緩沖區的有無來分類，緩沖區是介于P發射區和N漂移區之間的N層。無緩沖區N者稱為對稱型IGBT，也稱為非穿通型IGBT；有N緩沖區者稱為非對稱型IGBT，也稱為穿通型IGBT。因為結構不同造成其特性亦不同，非對稱型IGBT由于存在N區，反向阻斷能力弱，但其正向壓降低、關斷時間短、關斷時尾部電流小。與之相反，對稱型IGBT具有正反向阻斷能力，其他特性卻不及非對稱型IGBT。從結構上可以看出，IGBT相當于一個由MOSFET驅動的厚基區GTR，其簡化等效電路如圖2.4-2(a)所示，N溝道IGBT的圖形符號如圖2.4-2(b)所示。對于P溝道IGBT，其圖形符號中的箭頭防線恰好相反。圖中的電阻Rdr是厚基區GTR基區內的擴展電阻。IGBT是以GTR為主導元件，MOSFET為驅動元件的達林頓結構。圖示器件為N溝道IGBT，MOSFET為N溝道型，GTR為PNP型。IGBT的開通和關斷是由門極電壓來控制的。門極施以正電壓時，MOSFET內形成溝道，并為PNP晶體管提供基極電流，從而使IGBT導通。在門極上施以負電壓時，MOSFET內的溝道消失，PNP晶體管的基極電流被切斷，IGBT即為關斷。當VDS為負時，J3結處于反向偏置狀態，類似于反偏二極管，器件呈反向阻斷狀態。當VDS為正時，有兩種可能：若門極電壓小于開啟電壓，即VG<VT，則溝道不能形成，器件呈正向阻斷狀態；若門極電壓大于開啟電壓，即VG>VT時，絕緣門極下面的溝道形成，N區的電子通過溝道進入N漂移區，漂移到J3結，此時J3記是正向偏置，也向N區注入空穴，從而在N區產生電導調制，使器件正向導通。在器件導通之后，若將門極電壓突然減至零，則溝道消失，通過溝道的電子電流為零，使漏極電流有所突降，但由于N區中注入了大量的電子、空穴對，因而漏極電流不會馬上變為零，而出現一個拖尾時間。除上述IGBT的正常工作情況外，從結構中可以看出，由于IGBT結構中寄生著PNPN四層結構，存在著由于再生作用而將導通狀態鎖定起來的可能性，從而導致漏極電流失控，進而引起器件產生破壞性失效。出現鎖定現象的條件就是晶閘管的觸發導通條件：α1+α2=1IGBT的鎖定現象又分為靜態鎖定、動態鎖定和柵分布鎖定。靜態鎖定是IGBT在穩態電流導通時出現的鎖定，此時，漏極電壓低，鎖定發生在穩態電流密度超過某一數值時。動態鎖定發生在開關過程中，在大電流、高電壓的情況下，主要是因為在電流較大時引起α1和α2的增加，以及由過大的dv/dt引起的位移電流造成的。柵分布鎖定是由于絕緣柵的電容效應，造成在開關過程中個別先開通或后關斷的IGBT之中的電流密度過大而形成局部鎖定。應當采取各種工藝措施提高IGBT的鎖定電流，克服由于鎖定而產生失效。2.5小結功率MODFET是單極型電壓驅動器件，具有工作速度快、輸入阻抗高、熱穩定性好以及驅動電路簡單等優點，但是導通電阻大，電流容量較低，阻斷電壓也低。GTR和GTO是雙極型電流驅動器件，其阻斷電壓高，載流能力強，但是工作速度慢，驅動電流大，控制電路比較復雜。由于各有所限，使它們在新型電力電子裝置中的應用受到局限。而IGBT作為功率MOSFET和GTR的復合器件，將它們各自的優點集于一身，揚長避短，使其特性更加優越，具有輸入阻抗高、工作速度快、通態電壓低、阻斷電壓高、承受電流大等優點，因而發展很快，應用很廣，在各個領域中有取代前述全控型器件的趨勢，IGBT已成為當前電力半導體器件發展的重要方向。正弦波逆變器主電路的基本形式常用逆變器按照逆變器的直流側波形和交流側波形分類，可以分為電壓型逆變器和電流型逆變器。3.1電壓型逆變器理想的逆變器，從直流變到交流的功率總是一定的值而沒有脈動，直流電壓波形和電流波形中也不應該產生脈動。而在實際的逆變電路中，因為逆變器的脈動數等有限制，因而，逆變功率P是脈動的。當逆變器的逆變功率P的脈動波形由直流電流來體現時，稱為電壓型逆變器，如圖3.1-1所示，直流電源是恒壓源。電壓型逆變器的特點是：直流側有較大的直流濾波電容Cd。當負載功率因數變化時，交流輸出電壓的波形不變，即交流輸出電壓波形與負載無關。交流輸出電壓的波形，通過逆變開關的動作被直流電源電容上的電壓鉗位成為方波。在逆變器中，與逆變開關并聯有反饋二極管D1~D6，所以，交流電壓與負載無關，是方波。輸出電流的相位隨著負載功率因數的變化而變化。換向是在同橋臂開關管之間進行的。可以通過控制輸出電壓的幅值和波形來控制其輸出電壓。3.2電流型逆變器當逆變器的逆變功率P的脈動波形由直流電壓來體現時，稱之為電流型逆變器，如圖3.2-1所示，直流電源是恒壓源。電流型逆變器的特點是：直流側接有較大的濾波電感Ld。當負載功率因數變化時，交流輸出電流的波形不變，即交流輸出電流波形與負載無關。交流輸出電流波形，通過逆變開關的動作，被直流電源電感穩流成方波。在逆變器中，與逆變開關串聯的有反向阻斷二極管D1~D6，而沒有反饋二極管。所以，在逆變器中必須有釋放換相時積蓄在負載電感上的能量的電路（通常用并聯電容吸收這部分能量）。輸出電壓的相位，隨著負載功率因數的變化而變化。換向是在兩相鄰相之間進行的。可以通過控制輸出電流的幅值和波形來控制其輸出電流。PWM脈寬調制式逆變器4.1PWM脈寬調制技術的概況逆變器的脈寬調制技術PWM（PulseWidthModulation）是用一種參考波（通常是正弦波，有時也用梯形波或方波等）為“調制波”（modulatingwave），而以N倍于調制波頻率的正三角波（有時也用鋸齒波）為“載波”（carrierwave）。由于正三角波或鋸齒波的上下寬度是線性變化的波形，因此，它與調制波相交時，就可以得到一組幅值相等，而寬度正比于調制波函數值的矩形脈沖序列用來等效調制波。用開關量取代模擬量，并通過對逆變器開關管的通斷控制，把直流電變成交流電，這一種技術就叫做脈寬調制技術。當調制波為正弦波時，輸出矩形脈沖序列的脈沖寬度按照正弦函數規律變化，這種調制技術通常又稱為正弦波脈寬調制（SinusoidaPWM）技術。隨著逆變器在交流傳動、UPS電源和有源濾波器等中的廣泛應用，以及高速全控開關器件的大量出現，PWM技術已成為逆變技術的核心，因而受到了人們的高度重視。尤其是最近幾年，微處理器應用于PWM技術和實現數字化控制以后，更是花樣翻新，到目前為止，仍有新的PWM方式在不斷出現。PWM技術的發展過程是：1963年，提出了消除特定諧波法；1964年，A.Schnoung和H.Stemmler把通訊系統的調制技術應用到交流傳動逆變器中，產生了正弦脈寬調整技術（SPWM），后由英國Bristol大學的于1975年進行了推廣和應用，使SPWM調制技術成為了被廣泛關注的熱點。后來，Bowes又相繼提出了全數字化SPWM方案，規則采樣數字化PWM方案以及準優化PWM技術（SuboptimalPWM），以提高直流電壓利用率。1983年，J.Holtz等又提出了空間相量PWM技術，該項技術從用于異步電動機的角度出發，直接采用以電動機磁鏈圓形軌跡為目的的控制方法，因而使用起來更加直觀，也更加方便。以Turnbull的消除特定諧波法為基礎，出現了求最大值或最小值的優化PWM的概念。由此于1977~1986年，、和K.Taniguchi等提出了電流諧波畸變率（THD）最小、效率最優以及轉矩脈動最小的最優PWM法。由于這些方法具有電壓利用率高，開關次數少，可以實現特定優化目的等優點，所以人們一直在進行著這方面的研究。隨著微處理器預算速度的不斷提高，J.Sun等于1994年提出了實時完成優化的PWM方案。此外，還應當提到的是于1980年提出的電流滯環比較PWM技術，以及在此基礎上發展起來的全數字化無差拍控制（Dead-beatControl）PWM技術，都具有實現簡單的特點。為了消除噪聲，1993年~1994年，由等提出了隨即PWM法，它是從改變諧波的頻譜分入手，使諧波均勻分布在較寬的頻帶范圍內，以達到抑制噪聲和機械共振的目的。PWM技術從大的方面可以分為三大類，即波形調制PWM技術、優化PWM技術和隨機PWM技術。PWM技術可以用于電壓型逆變器，也可以用于電流型逆變器，它對于逆變技術的發展起了很大的推動作用。它與多重疊加法相比較，有以下一些顯著的優點：電路簡單，只用一個功率控制級就既可以調節輸出電壓，又可以調節輸出頻率。可以使用不可控整流橋，使系統對電網的功率因數與逆變器輸出電壓值無關。可以同時進行調頻、調壓，與中間直流環節的元件參數無關，系統的動態響應速度快。可以獲得更好的波形改善效果。正是由于這些優點，使PWM脈寬調制技術在當今逆變領域占據了絕對的主導地位。根據載波與調制波角頻率的關系不同，可以分為同步式PWM調制與非同步式PWM調制。同步式PWM調制是使載波角頻率ωc（決定開關工作頻率）和調制波角頻率ωs（相當于輸出頻率）同步的一種調制方法，因此，調制波半個周期內所包含的載波脈沖數是定值（即載波比N=ωc/ωs恒定）；非同步式PWM調制是使載波角頻率ωc和調制波角頻率ωs不同步的調制法，調制波半個周期內所包含的載波脈沖數不時定值（即載波比N=ωc/ωs不恒定）。一般來說，載波角頻率ωc是保持恒定的，但有時侯也根據工作情況而變化。在同步式PWM調制中，當調制波的頻率低時，載波頻率也應比例地降低，因此難以做到平滑控制。為了克服這個缺點，可以采用改變載波脈沖數的方法。在非同步PWM調制中，雖然不需要改變載波脈沖數，但當載波比N=ωc/ωs較小時（輸出頻率和開關頻率接近），會使輸出頻率f0和載波頻率fc的下邊頻諧波很接近而發生跳動，使特性顯著變壞而不能使用（因此，非同步PWM調制希望用快速器件，用增大載波比例如取N≥15來避免載波頻率的下邊頻和輸出頻率接近）。此時，可以使用比非同步調制稍微復雜一些的同步調制方式。非同步的三角波——正弦波比較方式一般是在線控制時使用，而同步方式可以在線也可以離線使用。也有一些逆變器，在低頻輸出時用非同步方式，在高頻輸出時用同步方式，我們把這種使用方式叫做同步—非同步交替方式。不管是同步、非同步，還是同步—非同步交替方式，逆變器電路是不變的。4.2PWM控制的基本原理PWM控制的基本原理在采樣控制理論中有一個重要的結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時，其效果基本相同。沖量即指窄脈沖的面積。這里所說的效果基本相同，指環節的輸出響應波形基本相同。如把各輸出波形用傅氏變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高頻段略有差異。例如圖4.2-1(a)、(b)、(c)所示的三個窄脈沖形狀不同，圖4.2-1(a)為矩形脈沖，圖4.2-1(b)為三角形脈沖，圖4.2-1(c)為正弦半波脈沖，但它們的面積（即沖量）都等于1，那么，當它們分別加在具有慣性的同一個環節上時，其輸出響應基本相同。脈沖越窄，其輸出的差異越小。當窄脈沖變為圖4.2-1(d)的單位脈沖函數δ(t)時，環節的響應即為該環節的脈沖過度函數。上述結論是PWM控制的重要理論基礎。下面來分析一下如何用一系列等幅而不等寬的脈沖代替一個正弦半波。把圖4.2-2(a)所示的正弦波波形分成N等份，就可以把正弦半波看成由N個彼此相連的脈沖所組成的波形。這些脈沖寬度相等，都等于π∕N，但是幅值不等，且脈沖頂部不是水平直線，而是曲線，各脈沖的幅值按照正弦規律變化。如果，把上述脈沖序列用同樣的數量的等幅而不等寬的矩形脈沖序列代替，使矩形脈沖的中點和相應正弦等分的中點重合，且使矩形脈沖和相應正弦部分面積（沖量）相等，就得到圖4.2-2(b)所示的脈沖序列。這就是PWM波形。可以看出，各脈沖的寬度是按照正弦規律變化的。根據沖量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。對于正弦波形的負半周，也可以用同樣的方法得到PWM波形。像這種脈沖的寬度按照正弦規律變化而和正弦坡等效的PWM波形，也稱為SPWM（SinusoidalPWM）波形。在PWM波形中，各脈沖的幅值是相等的，要改變等效輸出正弦波的幅值時，只要按照同一比例系數改變各脈沖的寬度即可。上面說明了PWM控制的基本原理。按照上述原理，在給出了正弦波頻率、幅值和半個周期內的脈沖數后，PWM波形各脈沖的寬度和間隔就可以準確地計算出來。按照計算結果控制電路中各個開關器件的通斷，就可以得到所需要的PWM波形。但是，這種計算是很繁瑣的，正弦波的頻率、幅值等變化時，結果都要變化。較為實用的方法是采用調制的方法，即把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波，通過對載波的調制，得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作為載波，因為等腰三角波上下寬度與高度成線性關系且左右對稱，當它與任何一個平緩變化的調制信號波相交時，如在交點時刻控制電路中開關器件的通斷，就可以得到寬度正比于信號波幅值的脈沖，這就符合PWM控制的要求。當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形。這種情況使用最廣，這里所介紹的PWM控制只要就是指SPWM控制。當調制信號不是正弦波時，也能得到與調制信號等效的PWM波形。4.2.2單相橋式PWM逆變電路圖4.2-3是采用電力晶體管作為開關器件的電壓型單相橋式逆變電路，設負載為電感性，對各晶體管的控制按下面的規律進行：在正半周期，讓晶體管V1一直保持導通，而讓晶體管V4交替通斷。當天V1和V4導通時，負載上所加的電壓為直流電源電壓Ud。當V1導通而使V4關斷后，由于電感性負載中的電流不能突變，負載電流將通過二極管VD3續流，負載上所加電壓為零。如負載電流較大，那么，直到使V4再一次導通之前，VD3一直持續導通。如負載電流較快地衰減到零，在V4再一次導通之前，負載電壓也一直為零。這樣，負載上的輸出電壓uo就可得到零和Ud交替的兩種電平。同樣，在負半周期，讓晶體管V2保持導通。當V3導通時，負載被加上負電壓–Ud，當V3關斷時，VD4續流，負載電壓為零，負載電壓uo可得到–Ud和零兩種電平。這樣，在一個周期內，逆變器輸出的PWM波形就由±Ud、0三種電平組成。控制V4或V3通斷的方法如圖4.2-4所示。載波uc在信號波ur的正半周為正極性的三角波，在負半周為負極性的三角波。調制信號ur為正弦波。在ur和uc的交點時刻控制晶體管V4或V3的通斷。在ur的正半周，V1保持導通，當ur>uc時，使V4導通，負載電壓uo=Ud，當ur<uc時，使V4關斷，uo=0；在ur的負半周，V1關斷，V2保持導通，當ur<uc時，使V3導通，uo=-Ud，當ur>uc時，使V3關斷，uo=0。這樣，就得到了SPWM波形uo。圖中的虛線uof表示uo中的基波分量。像這種在ur的半個周期內，三角波載波只在一個方向變化，所得到的PWM波形也只在一個方向變化的控制方式稱為單極性PWM控制方式。和單極性PWM控制方式不同的是雙極性PWM控制方式。圖4.2-3的單相橋式逆變電路在采用雙極性控制方式是的波形如圖4.2-5所示。在雙極性方式中ur的半個周期內，三角波載波是在正負兩個方向變化的，所得到的PWM波形也是在兩個方向變化的。在ur的一周期內，輸出的PWM波形只有±Ud兩種電平。仍然在調制信號ur和載波信號uc的交點時刻，控制各開關器件的通斷。在ur的正負半周，對各開關器件的控制規律相同。當ur>uc時，給晶體管V1和V4以導通信號，給V2、V3以關斷的信號，輸出電壓uo=Ud。當ur<uc時，給V2和V3以導通信號，給V1和V4以關斷信號，輸出電壓uo=-Ud。可以看出，同一半橋上下兩個橋臂晶體管的驅動信號極性相反，處于互補工作方式。在電感性負載的情況下，若V1和V4處于導通狀態時，給V1和V4以關斷信號，而給V2和V3以導通信號后，則V1和V4立即關斷，因感性負載電流不能突變，V2和V3并不能立即導通，二極管VD2和VD3導通續流。當感性負載電流較大時，直到下一次V1和V4重新導通前，負載電流方向始終未變，VD2和VD3持續導通，而V2和V3始終未導通。當負載電流較小時，在負載電流下降到零之前，VD2和VD3續流，之后V2和V3導通，負載電流反向。不論VD2和VD3導通，還是V2和V3導通，負載電壓都是–Ud。從V2和V3導通向V1和V4導通切換時，VD1和VD4的續流情況和上述情況類似。4.2.3三相橋式PWM逆變電路在PWM型逆變電路中，使用最多的還是如圖4.2-6所示的三相橋式逆變電路，其控制方式一般都是采用雙極性方式。U、V和W三相的PWM控制通常公用一個三角波載波段uc，三相調制信號urU、urV和urW的相位依此相差120°。U、V和W各相功率開關器件的控制規律相同，現以U相為例來說明。當urU>uc時，給上橋臂晶體管V1以導通信號，給下橋臂晶體管V4以關斷信號，則U相相對于直流電源假想中點N′的輸出電壓uUN′=Ud/2。當urU<uc時，給V4以導通信號，給V1以關斷信號，則uUN′=-Ud/2。V1和V4的驅動信號始終是互補的。當給V1（V4）加導通信號時，可能是V1（V4）導通，也可能是二極管VD1（VD4）續流導通，這要由感性負載中原來電流的方向和大小來決定，和單相橋式逆變電路雙極性PWM控制時的情況相同。V相和W相的控制方式和U相相同。當臂1和臂6導通時，uUV=Ud，當臂3和臂4導通時，uUV=-Ud，當臂1和臂3或臂4和臂6導通時，uUV=0。因此，逆變器輸出線電壓由±Ud、0三種電平構成。4.2.4死區對PWM逆變器的影響在雙極性PWM控制方式中，同一相上下兩個臂的驅動電路都是互補的。但是，實際上為了防止上下兩個臂直通而造成短路，在給一個臂施加關斷信號后，再延遲Δt時間，才給另一個臂施加導通信號。延遲時間的長短主要由功率開關器件的關斷時間決定。這個所謂的延遲時間Δt，即為通常所說的死區，也有人把它稱作為開關時滯（SwitchingLag-times）。在PWM逆變器中設置死區Δt，可以避免同橋臂開關管同時導通的短路故障。同時在感性負載時，由于死區引起的二極管續流，能使開關管開通，使開通損耗減少。這是設置死區的優點。但由于設置死區所引起的反饋二極管的續流，會使輸出電壓基波幅值減小，并產生出與死區時間Δt及載波比N成比例的3，5，7，…次諧波。這是設置死區帶來的缺點。這個缺點對變頻調速系統的影響最為顯著，特別是在變頻調速系統低速運行時，調制波角頻率ωs減小，使載波比N相對增大，因此使由于死區Δt所引起的基波幅值減小的影響和3，5，7，…次諧波比例增大的影響更加嚴重。在這種情況下，為了保證變頻調速系統的良好運行，就必須要對死區的這種不良影響進行補償。常用的補償方法有兩種：一種是電流反饋型補償，另一種是電壓反饋型補償。它們的共同補償原理就是設法產生一個與誤差波波形（即由于設置死區，而使輸出的PWM波形成為偏離正弦波的波形）相似、相位相反的補償電壓來抵消或削弱誤差波的影響。4.3PWM型逆變電路的控制方式在PWM逆變電路中，載波頻率?c與調制信號頻率?r之比N=?c/?r稱為載波比。根據載波和信號是否同步及載波比的變化情況。PWM逆變電路可以有異步調制和同步調制兩種控制方式。4.3.1異步調制載波信號和調制信號不保持同步關系的調制方式稱為異步方式。在步調制方式中，調制信號頻率?r變化時，通常保持載波頻率?c固定不變，因而載波比N是變化的。這樣一來，在調制信號的半個周期內，輸出脈沖的個數不固定，脈沖相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，同時，半周期內前后1/4周期的脈沖也不對稱。當調制信號頻率較低時，載波比N較大，半周期內的脈沖數較多，正負半周期脈沖不對稱和半周期內前后1/4周期脈沖不對稱的影響都較小，輸出波形接近正弦波。當調制信號頻率增高時，載波比N就減小，半周期內的脈沖數減少，輸出脈沖的不對稱性影響就變大，還會出現脈沖的跳動。同時，輸出波形和正弦波之間的差異也變大，電路輸出特性變壞。對于三相PWM型逆變電路來說，三相輸出的對稱性也變差。因此，在采用異步調制方式時，希望盡量提高載波頻率，以使在調制信號頻率較高時仍能保持較大的載波比，改善輸出特性。同步調制載波比N等于常數，并在變頻時使載波信號和調制信號保持同步的調制方式稱為同步調制。在基本同步調制方式中，調制信號頻率變化時載波比N不變。調制信號半個