晶閘管調壓電路2.3.1單相調壓電路工作電路如圖2.6(a)所示，R-L負載是交流調壓器最一般化的負載。顯然，兩只晶閘管門極的起始控制點應分別定在電源電壓每個半周的起始點，a的最大范圍是0<a<n。正、負半周有相同的a角。圖2.6阻感負載單相交流調壓電路[4]在一個晶閘管導電時，它的管壓降成為另一晶閘管的反向電壓而截止。于是在一個晶閘管導電時，電路工作情況和單相半波整流時相同，負載電流io的表達式即為下述微分方程式之解。diL—^^+Ri=?2Usinot （2.12）解該方程得：i='2"1[sin（ot-^）-sin（以一@）etg。 （2.13）oZa<ot<a+0式中，Z=[R2+（oL）2]2；。=tg-1奪；9為晶閘管導通角。另一晶閘管導電時,情況完全相同，只是io相位差180度。與單相半波整流不同的是，現(xiàn)在有兩個晶閘管，分別在電源的正、負半周工作，所以每個晶閘管的導通角9不可能大于180度，而單相半波整流時，視不同的。，9可大于180度。負載電流波形圖2.6（a）所示。導通角9可由邊界條件求得。當ot=a+9時，i廣0，將此條件代入式（2.13），得__9_sin（a+9-。）=sin（a-。）e一tg。 （2.14）以。為參變量，9與a間的關系為單相半波阻感負載時的普遍關系。現(xiàn)在，針對交流調壓器，應附加9<180o的條件，于是得以。為參變量的9與a的關系，如圖3.2所示。1& ~1 1 1r02uSCi1-Dl：- 1401S：ja(?)圖2.7中各曲線上9=180。的點都對應于a=。，換句話說，把a=。代入式（2.14）求得的每個晶閘管的導通角應為9=180。。如將a=。代入式（2.13），得出七的表達式只有穩(wěn)態(tài)分量，即.2U.i=—^-^sin（①t-。） （2.15）。V①t＜K+^另一半周的工作情況也完全相同，負載電流成為完全的正弦波，負載電路這時獲得最大功率，相當于晶閘管此時已被短接。負載電流處于連續(xù)狀態(tài)?？梢哉J為，如果電流波形是在a＞。情況下的，io既不連續(xù)，又非正弦。如果av。，要分兩種情況來討論：1）晶閘管門極用窄脈沖觸發(fā)：圖2.6（a）電路接通電源后，如果先觸發(fā)VT1，且av。，^QVT1的導通角9＞兀，如圖3.3所示。2圖2.8a〈祖時阻感負載調壓器的工作波形[4]如果觸發(fā)脈沖的寬度小于a+O-S+a）二。-兀，則當VT1的電流下降到零時時，VT2的門極脈沖已經消失而無法導通。到第二個周期時，VT1又重復第一周期的工作，這樣，電路如同R-L負載的半波整流情況，VT2始終不能導電，回路中將出現(xiàn)直流分量的電流。如果調壓器的負載是變壓器的一次繞組，則因其直流電阻很小，將引起很大的直流電流，使電路不能正常工作。為此，需采用寬脈沖或脈沖列（例如30KHZ）。2）晶閘管門極用寬脈沖或脈沖列觸發(fā)：如果觸發(fā)脈沖的寬度大于O-丸，見圖2.8，VT1的O>兀，VT2可以在VT1之后接著導電，但VT2的起始導電角a+O-K>^>a，所以VT2的導通角O〈兀。從第二個周期開始，VT1的導通角逐漸減小，VT2的導通 角將逐漸增大，直到兩個晶閘管的0=兀時達到平衡，這時電路的工作狀態(tài)與a=8時相同。其所以會逐漸過渡到平衡狀態(tài)，是因為VT1被首次觸發(fā)后，電路的工作情況和兩只晶閘管被短接時一樣，電路的過渡過程和L-R負載的普通單相交流電路在Q=a時合閘發(fā)生的過渡過程完全相同。該過度過程的電流解亦即式（2.13），電流解的適用區(qū)應改為a<^tvs當函T8時，電路達到穩(wěn)態(tài)，式（2.13）中的指數項等于零，這時，電流表達式即式（2.15），也就是電路工作在a=8的狀態(tài)。通過理論分析，得出單相半波整流的感性負載，當以二0、8=90o時，它就是起動時最先導電的晶閘管可能到達的最大0角。為使電路能起動，必須使晶閘管門極的觸發(fā)脈沖寬度ott>0-兀=k。還應注意，當a>8時，從圖2.6（g）可知，在VT1導電結束后即承受反向電壓時，如門極脈沖寬度為，則VT1在承受反壓的同時門極仍有電流，將引起VT1的反向漏電流增大；致使反向擊穿電壓降低，VT1管內損耗增大；結溫上升等一系列弊病。因此，通常設計把兩晶閘管的觸發(fā)脈沖后沿固定在兀、2兀、3兀…處，而前沿在a、兀+a、2兀+a…處，脈沖寬度隨a而變。這樣，起動時必須是a>8。一個周期內VT1導通輸出的電壓平均值為U=—!—ja+\.;2Usinwtd(mt)=、七匕[cosa-cos(a+0)]dT2兀a1 2兀(2.16)一個周期內流過VT1電流平均值為I=—rt=-^-^一商[cosa-cos(a+0)] (2.17)一個周期內VT1電流平均值的標么值為I=I—■=—=2 —[cosa-cos(a+0)] (2.18)i流過晶閘管的電流有效值為、巧U1 a^t iI=—z~^{-^―J甫[sin(mt-—)-sin(a-—)etg—]2d(mt)}2 (2.19)負載電流有效值為.?'2U1 a-mt 1 ._I=—^{―Ja+0[sin（mt-—）-sin（a-—）eg—]2d（mt）}2=*'2\ （2.20）晶閘管電流有效值的標么值為ITN=if （2-21）1圖2.9IN與a的關系曲線⑷由0V180。的條件和式（2.18）、式（2.21），可作出/^與a和/州與a的關系曲線，如圖3.4圖2.9IN與a的關系曲線⑷圖2.10ITN與a的關系曲線⑷由圖2.9和圖2.10可計算單相調壓器中每一個晶閘管電流的平均值1打和有效值It當。=180o時，a=。，以此條件代入式（2.18），可求得、的上限值，即I= [cosa-cos（a+0）]= ~~-[cos。-cos（?+兀）]=—=0.318（2.22）N 2兀cos。 2兀cos。 兀用式（2.15）的標么值形式求其有效值，并計及0=180o、a=。，可得1徹的上限值，即y=[JJa+0sin2（3t-。）d（ot）]2=[￡J"sin2（3t-。）d（ot）]t=0.5 （2.23）2.3.2三相調壓電路工作原理將三組反并聯(lián)的晶閘管分別接至三相負載就形成了一個三相交流調壓電路，此時的負載可以是星形或三角形連接。圖2.11所示的是一個三相全波星形連接的調壓電路。圖2.11三相全波Y連接的調壓電路[2]（1）在此電路中由于沒有中線，所以在工作時若要負載電流流通,至少需要兩相構成通路。為此：三相電路中至少要有一相的正向晶閘管與另一相的反向晶閘管同時導通。（2） 為了保證在電路起始工作時能使兩個晶閘管同時導通，以及在感性負載與控制角較大時仍能保證不同相的正、反向兩個晶閘管同時導通，所以如同三相全控橋式整流電路一樣，要求采用＞60°的寬脈沖或雙窄脈沖的觸發(fā)方式。（3） 為保證輸出電壓三相對稱并有一定的調節(jié)范圍，要求晶閘管的觸發(fā)信號除了必須與相應的交流電源有一致的相序外，各觸發(fā)信號之間還必須嚴格地保持一定的相位關系。從圖的電路看，即要求A、B、C三相電路中正向晶閘管（即在交流電源為正半周時工作的晶閘管）的觸發(fā)信號相位互差2^/3，三相電路中反向晶閘管（即在交流電源為負半周時工作的晶閘管）的觸發(fā)信號相位也互差2^/3；但同一相中反并聯(lián)著的兩個正、反向晶閘管的觸發(fā)脈沖相位應互差〃。根據上面的討論，因而可得出三相調壓電路中各個晶閘管觸發(fā)脈沖的序列應如圖中1、2、3、4、5、6的次序，相臨兩個晶閘管的觸發(fā)信號相位差為幾/3。確定了觸發(fā)脈沖序列的安排后，就可以討論這個電路了。在這里我們也只討論負載為阻感性負載時的情況。當三相調壓電路的負載為阻感性負載時，分析工作很復雜。因為既要考慮到在線電壓或相電壓過零瞬間，晶閘管的導電并不停止，負載中仍有電流在流通；同時要記及三相電路工作的特點以及負載阻抗角的大小，它直接影響到每相電路導電的時間。這里根據一些典型的示波曲線進行分析。如前所述，當調壓電路在三相電阻-電感負載下工作時，控制角a不能小于負載阻抗角6,否則系統(tǒng)就工作在不可以圖Y連接電抗角6與有相等的2.12作在不可以圖Y連接電抗角6與有相等的2.12表示的實驗波三相負載22.11所示的三相路分析。當負載阻晶閘管控制角a數值時，以圖在a=6=40°時形，它分別給出了相?=40°圖2.12三相Y連接調壓電路在R-L負載時的工作電壓與相電流的波形?？梢钥吹絠A是落后于Uao40°的，但iA與uA。波形基本上連續(xù)，說明任何瞬間都有三個晶閘管導通，而負載上所得的電壓是不可調的最大值。圖中在a時刻以后，每隔60°都出現(xiàn)電壓波形有缺口與電流波形振蕩的現(xiàn)象，這正好是晶閘管關斷的時刻。這是由于晶閘管不是理想的元件，它并不是在零電流時關斷，而是在一個很小的反電流下才關斷。所以在關斷瞬間，儲存在負載電路電感中的能量，將消耗在有電感和用來限制晶閘管電壓變化率的RC吸收電路中(即與晶閘管并聯(lián)的RC保護電路)。從而引起電流的振蕩與電壓波形的缺口。當然缺口的大小與電路元件的參數是關聯(lián)的。例如在圖2.12的3t1時刻之前，由于三相晶閘管1、6、5都導通，電流從A、C相流向B相，此時三相電路在正常工作狀態(tài)。到3t=3t1時刻，C相電流過零，5被關斷，而2還未導通；此時只有A、B相形成電流回路，為維持原來的電流變化趨勢，有如下的電路方程式：u=i(R+R)+e+e=i(R+