1、高效率PWM音頻功率放大器本設計主要由功率放大器、信號變換電路、輸出功率顯示電路和保護電路組成。功率放大器部分采用D類功率放大器確保高效，在5V供電情況下輸出功率大于1W，且輸出波形無明顯失真，低頻輸出噪聲電壓很低(輸出頻率為20kHz以下時，低頻噪聲電壓約1mV)；信號變換部分采用差分放大電路，將雙端輸出信號變為11的單端輸出信號；輸出功率顯1、題目分析及設計方案論證與比較根據題目要求，整個系統由D類PWM功率放大器、信號轉換電路及功率測量顯示裝置組成。其中核心部分為D類PWM功率放大器。之所以選擇此方案是因為D類PWM功放能夠達到更高的效率，且更好地確保波形不失真，加之以合理的濾波網絡又進

2、一步克服了高頻干擾，從而使系統成為高效率、低失真、低干擾的功率放大系統。系統組成框圖如圖3.1所示。下面我們分別論述框圖中各部分設計方案。圖3.1 系統組成框圖2、總體設計思路根據題目要求，經過認真分析，決定采用脈寬調制方式實現低頻功率放大器(即D類功率放大器)。脈寬調制電路(PWM)的脈寬調制原理如圖3.2所示。圖3.2 脈寬調制原理圖一般的D類放大器電路的工作原理是用“振蕩發生器”輸出的三角波與來自外部的模擬音頻信號進行比較，在“脈寬調制比較器”輸出端產生一個其脈寬變化與音頻信號幅值成正比例的可變脈寬方波。此方波通過“數字邏輯電路”輸出反相的方波。在音頻信號的前半周(正電壓)，脈寬調制方波

3、的占空比小于50%，使高端MOS管飽和導通，輸出瞬間脈沖電壓Vec0=Vcc。在音頻信號的后半周(負電壓)，低端MOS飽和導通，電壓0Vec=Vcc。將輸出的脈寬調制電壓經LC低通網絡濾除高頻成分，在負載端得到與輸入模擬信號相似但被放大了的電壓。D放大器雖有較大難度但可大大提高效率，且失真很小，波形放大效果良好，而且配合以較好的濾波網絡克服了高頻干擾。系統原理框圖如圖3.3所示。可采用AD521實現雙端輸入變單端輸出的信號變換。在測試部分采用乘法器將變換電路輸出的信號電壓加以平方，經分壓送至表頭顯示。圖3.3 系統原理框圖第1節 PWM功率放大器實驗一三角波發生器及誤差放大器用555芯片構成三

4、角波發生電路，如圖3.4所示。圖3.4 三角波發生電路本設計利用555組成的多諧振蕩器的C4充放電特性加以改進，實現C4的線性充放電獲得三角波。利用VT1、VT2和R6構成的恒流源對C4實現線性充電，利用VT3、VT4和R7構成的恒流源實現對C4的放電，電容C4的三角波經VT5射極跟隨器輸出該振蕩器的震蕩頻率f=0.33/(116R7)C4。按圖中各元件的參數，我們得到了一個線性很好、頻率約為100kHz、峰峰值為2.18V的三角波，將其輸入到脈寬調制比較器的一個輸入端。該部分的作用是將輸入信號按比例放大以便與三角波比較，通過以OP-37運算放大器為核心加上相關元件形成反向比例放大電路，電路如

5、圖3.5所示。圖3.5誤差放大器電路R2、R4共同分壓將OP-37腳的電壓抬至2.5V，這樣可使放大后的波形中點在2.5V處，且是下對稱無失真，放大比例系數由R3和R1決定，即A=R3/R1，C1、C3起隔直作用，電容C2的作用是用來限制通頻帶的寬度。C2越大，頻帶越窄；C2越小，頻帶越寬。實驗二脈寬調制比較器及死區時間控制該部分的作用是將誤差放大器輸出的波形與三角波發生器輸出的波形進行比較。輸出一個脈寬與誤差放大器輸入信號幅值成比例的可變脈寬方波。三角波頻率遠遠高于輸入信號頻率，相當于對輸入信號采樣點大大增加，從而保證還原后的波形不失真。其中核心器件為LM139，該芯片為四比較器集成電路。這

6、里所要注意的是必須使三角波和音頻信號的電壓中心線重合，即LM139的、管腳的靜態電位相同，否則脈寬調制信號的占空比將不能在要求的范圍內變化。我們通過可調電阻R12來實現這一要求。脈寬調制比較器電路如圖3.6所示。圖3.6 脈寬調制比較器電路提示：死區時間不應超過調制脈沖的1/10，否則輸出的波形將出現明顯的失真；另外，死區時間也不可過短，否則橋路管子將會共同導通，在極短的時間內大電流將從MOS1、MOS2和MOS3、MOS4同時流過，造成電能的損耗，使整體的效率下降，甚至燒毀管子。所以死區時間的建立是整個D類放大器性能提高的關鍵之一。電路如圖3.7所示。圖3.7 時間建立電路實驗三 高速門開關

7、和濾波網絡高速門開關和濾波網絡電路如圖3.8所示。驅動電路除注意其驅動能力外，還應注意要使其反應盡量快，提高對窄脈沖的反應，以保證對波形的完整還原。在高速低耗的MOS管的D極和S極間反向并聯上高速二極管(VD1VD4)，使電感(L1、L2)上產生的電流在死區時間內快速泄放，以保證下一個調制脈沖的電流正常工作，否則橋臂會出現電流的停滯，輸出波形將會出現失真、幅值過小等。濾波網絡的主要功能是濾除高次諧波，還原調制波中所帶載的低頻信號。濾除效果的好壞主要取決于與負載相并聯的電容的大小，電容越大，濾波效果越好，但是電容越大，放大器的頻帶寬度、放大倍數及頻率都會受到影響。通過反復實驗，我們選擇了4.7F

8、的電容，使上述三者達到了較好優化。此外，電感大小也是影響這三者的重要因數，電感相對小時，會大大提高三者的指標，但過小又會降低高次諧波的濾除效果，實驗證明選擇20F的電感較為合適。圖3.8 高速門開關和濾波網絡第2節功率測量與保護實驗四 信號變換電路及保護電路信號變換電路如圖3.9所示。精密放大器AD521有高輸入阻抗、懸浮輸入、高共模抑制比、高精度、低漂移和低噪聲的特點。聯入網絡之前，應首先對AD521進行調零，即輸入短路時，調整、管腳間10k的滑動變阻器，使輸出為零。接入網絡后，1M電阻和100k電阻的分壓比為1/10，所以放大器的放大倍數應為10才能使變換電路總的放大倍數為1。通過調整5k

9、的滑動變阻器使放大器的放大倍數為10。這樣就得到了一個放大倍數為1的信號變換電路，將功率放大器雙端輸出信號轉換為單端輸出。圖3.9 信號變換電路保護電路如圖3-10所示。用電流互感器取主電路電流，經變換后送到滯回電壓比較器，形成短路保護信號，送至高速開關電路，鎖定脈寬調制信號輸出，達到可靠的輸出短路保護功能。圖3-10 保護電路實驗五 功率測量電路在負載一定時(8)，功率與電壓的平方成正比，所以我們將變換電路的輸出接低通網絡后再接入由乘法器搭成的平方電路。功率測量電路如圖3.11所示。圖3.11 功率測量電路乘法器芯片我們用的是AD533，其那邊包含了一個運放。此電路的關鍵部分在電路調零。我們

10、的調零是在、管腳短接的情況下進行的，步驟如下： 當X=0時，調ZO使輸出為0V。 當X=10VDC時，調增益使絲綢為+10VDC。 當X=10VDC時，調XO使誤差減半，再調增益使誤差為零。 當輸入接地時，檢查輸出補償。如果輸出不為零，重復上述步驟直至輸出無誤差。測試表頭是測量直流電壓的三位半表頭，所以要將交流變為直流。我們將平方電路的輸出接濾波網絡變為直流后接入表頭，使其作為功率來顯示功率放大器的輸出功率。其邊比可由乘法器AD533內部運放的放大倍數調節，調節、管腳的電阻值，使功率表輸出的精度優于5%。第3節調試與分析1.誤差放大器 放大倍數A=R3/R1=5；使R2=R4，則保證了輸出波形

11、上下于2.5V對稱；隨C2的減小，誤差放大器頻帶將會變寬，當C2=180pF時，頻帶為20kHz。2.三角波調試 我們通過改變電容C4值來改變頻率。變大電容值，頻率變低；變小電容值，頻率變高。最終我們取C4為4700pF，使三角波頻率約為100kHz。3.比較器調試 其關鍵操作是必須保證輸入兩信號的中心電壓相同從而才能正確比較；方法是先將誤差放大器輸出波中心電壓確定，通過調節R12來改變三角波中心電壓。4.死區時間 采用示波器的雙路通道，觀察兩個輸出端的波形。通過變換電阻和電容的大小，使兩個小波形的高電平部分不會出現重合的部分，保證死區時間不會過小。在整體調試時，采用上述方法來取得整體的最優效果。5.高速門電路 檢測兩橋臂的輸出部分，觀察其死區時間的大小。應盡量保證死區時間小于調制脈寬的1/10，并注意輸出電壓的峰峰值應大于4.8V，否則，說明橋臂上的管子的速度不匹配。信號變換電路及功率測量顯示電路的調試參見總體設計部分及圖3-1所示。6.測量結果分析（