1、微波矢量網絡分析儀原理17 矢量網絡分析儀的原理 1 引 言 微波矢量網絡分析儀是對微波網絡參數進行全面測量的一種裝置。其早期產品是阻抗圖示儀，隨著掃頻信號源和取樣混頻器技術上的突破，微波網絡分析儀得到了迅速發展。但其出現初期一段相當長的時間內一直處于手動狀態。直到20世紀60年代，將計算機應用于測量技術，才出現了全自動的網絡分析儀-自動網絡分析儀。 自動矢量網絡分析儀是一種多功能的測量裝置，它既能測量反射參數和傳輸參數，也能自動轉換為其他需要的參數；既能測量無源網絡，也能測量有源網絡；既能點頻測量，也能掃頻測量；既能手動也能自動；既能熒光屏顯示也能保存數據或打印輸出。它是當前較為成熟而全面的

2、一種微波網絡參數測量儀器。 微波元器件性能的描述，一般采用散射參數，如雙口網絡有S11、S21、S12和S22四個參數，它們通常都是復量。而網絡分析儀正是直接測量這些參數的一種儀器，又能方便地轉換為其它多種形式的特性參數。因此網絡分析儀大大擴展了微波測量的功能和提高了工作效率。 由于自動網絡分析儀采用點頻步進式“掃頻”測量，因而能逐點修正誤差，使掃頻測量精確度達到甚至超過手動測量的水平。因此，自動網絡分析儀既能實現高速、寬頻帶測量，又能達到一般標準計量設備的精確度。 2 微波矢量網絡分析儀組成與測量原理 將微波標量網絡分析儀的檢波器和比值計改為幅相接收機便組成微波網絡分析儀。其測量原理如下。

3、2-1 幅相接收機框圖 幅相接收機的方案很多，有外差混頻式，取樣變頻式，單邊帶式和調制副載波式等。這里介紹取樣變頻式幅相接收機的基本原理。 幅相接收機的方框圖示于圖2-1。由定向耦合器取樣的入射波和反射波，分別送入幅相接收機的參考通道和測試通道。經取樣變頻器向下變換到恒定不變的中頻fIF(20.278MHz)，再經過第二混頻器，變換到低頻 (278kHz)，得到待顯示信號。要求頻率變換過程是線性的，即不能改變原來微波信號的相位信息和振幅信息。 為了擴展頻段，用窄脈沖發生器代替常規本振，用取樣門代替常規混頻器(取樣變頻器)。窄脈沖發生器產生一系列寬度很窄的脈沖。如果每個窄脈沖的寬度窄到與所用信號

4、的周期可以比較，則取樣門就等效為諧波混頻器。因此，一個單獨系統就能工作在110MHz到的信號帶寬以上。一般諧波混頻器有較低的噪聲系數和較大的動態范圍。 掃頻工作中，鎖相環路使本振頻率同步地調諧到參考通道的信號頻率上。當未被鎖定時，它前后調諧可以跨越倍頻程。當nf本振-f參考時，鎖相環停止搜索處鎖定狀態(約用20s)，保持中頻恒定不變。鎖相環維持鎖定的掃描速率可高達220GHz/s(在的范圍，每秒可掃30次)。 模值輸出 圖2-1 取樣變頻式幅相接收機方框圖 由于頻率的變換過程是線性的，所以兩條通道的中頻 (20.278MHz)保持著測試信號與參考信號之間的振幅和相位的相對關系。自動增益控制(A

5、GC)放大器使參考通道電平穩定，并能防止兩條通道電平共模變化時，所引起測試通道的改變，而使測試通道電平歸一到參考通道電平上。 變換到第二中頻的待測信號經過相位檢波和幅度檢波，分別指示出測試通道與參考通道之間的相位差和振幅比值，并顯示出相位-頻率和幅度-頻率特性。 2-2 反射參數測量原理 一、校準與測量 圖2-2a、b示出雙定向耦合器式和單定向耦合器式兩種測量反射參數電路。測量之前先要校準。校準方法是在端口T1接短路板(L?1?ej?)， 記錄掃頻范圍內每個頻點幅相接收機的幅度和相位輸出，以此作為幅度L?1和相位?的基準。直到掃完整個頻段，校準結束。 測試時，換接待測負載，測出掃頻范圍內每個頻

6、點幅相接收機的幅度和相位輸出，并與校準階段所得對應頻率上的幅度和相位比較，即可得?L(s11、s22)的測量結果。 (a)雙定向耦合器式 (b)單定向耦合器式 圖2-2 網絡分析儀反射參數測量線路 二、反射參數的誤差模型及其校正方法 測量單口網絡反射系數的誤差源主要有三項： (1) 如果在端口T1接上全匹配負載(L=0)，仍能測出反射。其原因是：(a) 在接收機中參考通道的信號泄漏到測試通道中去；(b) 測試通道定向 耦合器的有限方向性。這兩種誤差稱為串話誤差(EDF)。一般的泄漏項總在80dB以上，而同軸定向耦合器的方向性一般不優于40dB，所以測試通道定向耦合器對串話誤差貢獻最大，它的方向

7、性越差，這個誤差的數值越大。 (2) 如果定向耦合器耦合臂的振幅和相位的頻率響應不跟蹤或接收機的兩個通道不跟蹤，則頻率改變時測量數據會出現明顯的起伏。由這個起伏引起的誤差稱為跟蹤誤差(ERF)。 (3) 等效源失配誤差(ESF)。它是由于測試裝置的端口T1不完全匹配(含信號源失配)而多次反射引起的誤差。綜上得出: EDF 測試通道定向耦合器的有限方向性; ERF 定向耦合器、接收器的頻率跟蹤誤差； ESF 等效源失配誤差。 把這三項誤差用信號流圖的形式表示出來稱為誤差模型(圖2-3)。由信號流圖解出反射系數的測量值為 M? b0a0 ?EDF? ERFL1?ESFL (2-1) 上式說明，如果

8、待測元件的反射系數L很大，EDF產生的影響小，ERP和ESF產生的影響大；反之，ESF產生一定的百分比誤差，而EDF成為主要的。 在測量中，這些誤差項可以通過多次校準的方法校正。 a0LMb0 T0 L 入射信號ELF S11M 012(a)測量的誤差模型 (b)測量S11(S22)的誤差模型 圖2-3 測量反射參數時的誤差模型 (端口T0是虛設的 ) 串話誤差EDF可以用一個匹配負載分離出來。方法是：把匹配負載接在測試裝置的輸出口T1，這時式(2-1)近似為M EDF，故此時測出的反射系數就是EDF。 關于ESF和ERF的求法，可采用在T1面分別接以短路器和開路器的方法求出。即短路時，測量值

9、為 M2?EDF? (?1)ERF1?(?1)ESF(?1)ERF1?(?1)ESFM?EDF ESF(M?EDF)?ERF (2-2) 開路時，測量值為 M2?EDF? (2-3) 由式（2-2）和（2-3）解出ERF和ESF。把求出的EDF，ERF和ESF代入式（2-1），求出待測反射系數的校正值為 L? (2-4a) 測量雙口網絡反射參數S11（或S22）的誤差源，除上述三項之外，還有匹配負載的剩余反射一項，稱為失配誤差(ELF)。其誤差模型于圖2-3b。由信號流圖求出S11（或S22）的測量值S11M為 S11M?EDF? S11ERF(1?S22ELF)?S21S12ELFERF(1

10、?S11ESF)(1?S22ELF)?S21S12ESFELF (2-4b) 當S21S12很小時，匹配負載失配誤差是個小量，可以忽略，則式（2-4b）簡化為 S11M?EDF? S11ERF1?S11ESF （2-4b) 如果S21S12接近于1，ELF的影響較大。點頻測量時，可接入調配器減小之。若已知ELF，則可按式（2-4b）進行校正。 2-3 傳輸參數測量原理 一、校準與測量 測量電路示于圖2-4。校準時，把測試通道接待測網絡的兩個端口對接。記錄掃頻范圍內每個頻點幅相接收機的幅度和相位輸出，以此作為幅度s21?1和相位?21?0o的基準。直到掃完整個頻段，校準結束。 測量時，在測試通道

11、中插入待測元件，記錄掃頻范圍內每個頻點幅相接收機的幅度和相位輸出，并與校準階段所得對應頻率上的幅度和相位比較，即可得s21的測量結果。 (a) 單定向耦合器式 (b) 功分器式 2圖.2-4 用網絡分析儀測量傳輸參數S21(或S12)的連接線路 二、傳輸參數的誤差模型 測量傳輸參數的誤差源有三項：(1) 隔離誤差(串話誤差)EXF：如果在測試裝置的端口T1和T2分別接入匹配負載，而在接收機上仍測出某一傳輸信號，稱為該系統的隔離誤差(串話誤差)EXF。(2) 跟蹤誤差ETF：如果輸出振幅和兩條通道的電長度隨頻率變化，而又不能跟蹤，在傳輸測量中將出現明顯波紋，稱為跟蹤誤差ETF。(3) 失配誤差E

12、SF、ELF：分別是測量裝置的端口T1、T2不匹配引起的測量誤差。 傳輸參數誤差模型的信流圖示于2-5。 30T2 T 1 圖2-5 傳輸參數的誤差模型 (端口T0和T3是虛設的) 求出傳輸參數的測量值為 S21M? b3a0 ?EXF? S21ETF 1?S11ESF?S21ELF?S21S12ESFELF?S11S22ESFELF (5.2-8) 隔離誤差EXF通常是很小的，一般小于-80dB，約如系統噪聲一樣的低電平，所以只有在測量高衰減時才產生大的影響。跟蹤誤差ETF在傳輸測量中產生百分比誤差。關于失配誤差ESF、ELF，如果待測器件的S11和S22都很小。由ESF、ELE引入的誤差也

13、小。反之，失配誤差就大。 上述誤差在點頻測量時可以減小或校正，方法是：首先在端口T1、T2分別接匹配負載，使S12=S21=0代入式(.2-8)，有S21M=EXF，測出隔離誤差EXF(有時它和噪聲混在一起難于分辨)。然后校準跟蹤誤差ETF，把T1和T2對接，S12=S21=1，由(2-8)得S21MEXF+ETF，即可解出ETF。 2-4 四個S參數的測量裝置及誤差模型 圖2-12示出四個S參數(S11、S21、S12、和S22)的測量裝置，通過轉換開關SW1和SW2來選擇欲測之量。 圖2-12 測量S11、S12、S21、S22的測量裝置 圖.2-12所示測量裝置是由三個定向耦合器、兩個匹

14、配負載和兩個衰減器組成的。中間的定向耦合器作為功分器之用。在測量S11時，雙口網絡的端口T2經過開關SW2接匹配負載。微波信號經過左面定向耦合器送到待測網絡，同時經過中間定向耦合器送到參考通道，待測網絡的反射信號經由開關SW2送入測試通道。當測量S12時，微波信號經過開關SW1和右面的定向耦合器送到待測網絡的端口T2，通過待測網絡的傳輸信號再經過SW2送到測試通道。衰減器是用來減小系統失配誤差的。依同理可測量S22和S21。 測量四個S參數的另一種裝置示于圖2-13。它是一種由三通道接收機來檢測兩路測試信號，并同時顯示這兩個參數的測量裝置。即開關SW置于F時，測量正向參數S11和S21；置于R

15、時，測量反向參數S22和S12。此方案與圖2-12比較，能同時顯示兩個參數，但增加一個檢測通道。 S11F位置 S12R位置 T1 圖.2-13 三通道S參數測量裝置 T2 上述兩種測量裝置的正向和反向測量誤差模型示于圖2-14。誤差項的意義與圖.2-4b和圖2-10中的誤差項相同。第二個腳號“F”表示正向測試、“R“表示反向測試。共有誤差12項，即：有效方向性EDF和EDR，隔離度EXP和EXR，等效源失配ESF和ESR，等效匹配負載失配ELF和ELR，傳輸跟蹤誤差ETF和ETR，反射跟蹤誤差ERT和ERR。圖中的S11M、S21M、S22M和S12M為待測網絡的測量值。S11、S21、S2

16、2和S12為待測網絡的“真實值”。根據圖.2-14a求出S11M、S21M表達式已如式(.2-4b)和式(.2-8)；同理，可由圖.2-14b求出S22M和S12M的表達式。而S11、S21、S22和S12分散在這四個表示式中間。設誤差項已知，則可求出待測“真實值”，即校正值。求解方法有二：(1) 迭代法，它要求有合適的初值；(2) 求出顯解公式，即校正值為 S11? S11B(1?S22BESR)?(S21BS12BELF) ? (a) S21? S21B1?S22B(ESR?ELF) ? ? (b) S12? S12B1?S11B(ESF?ELR) ? (c) S22? S22B(1?S1

17、1BESF)?(S21BS12BELR) (d) (.2-9) 其中 S11B?(S11M?EDF)ERFS21B?(S21M?EXF)ETFS12B?(S12M?EXR)ETR S22B?(S12M?EDR)ERR ?(1?S11BESF)(1?S22BESR)?S21BS12BELFELR ERF=ERR，ETF=ETR，EXF=EXR，ELF=ELR。 表.2-3 誤差模型參數表 以上討論了網絡分析儀四個S參數的測量原理和誤差模型，共12項誤差參數。現把各誤差項匯集于表.2-3。在測量過程中，若不用開關而由手動來倒換雙口網絡的輸入和輸出端口，則只有6個誤差項，利用式(.2-9)計算時，有

18、EDF=EDR，ESF=ESR， 上面分析的各項誤差是基于線性的誤差模型。實際上還會遇到其它類型的誤差。例如在接收機中，前面部分的非線性誤差會造成增益壓縮誤差或者使相位隨幅度變化。接頭的重復性也是一項重要的誤差。串話常常隨著信號電平或相位的變化而變化。衰減器也會引起相位和幅度誤差。 系統噪聲總是存在的，也要引入誤差。這些誤差往往難于校正并且常常被測量者所忽視。 EXF S11M (a) (a)正向誤差模型 (b)反向誤差模型圖 .2-14 網絡分析儀的正向、反向誤差模型 S12M M (b) 3 微波自動網絡分析儀(ANA) 前面只介紹了網絡分析儀的基本原理，現代網絡分析儀通常是結合計算機構成的自動網絡分析儀。自動網絡分析儀在以下三個方面的優點： 1. 精確度：自動網絡分析儀采用“步進-頻率掃描”，或者說是點頻掃描，因此在測量頻帶內是有限數目的測量點。它不是在連續頻率上消除掉系統誤差，而是在測量之前，先在各步進頻率點上測出系統的各項誤差，然后，在測量時，再在各步進頻率點上從測得數據中“扣除”這些系統的誤差，給出待測網絡的校正特性。網絡分析儀的全部誤差項可以通過測量適當的標準器件得到。這些標準器件是短路、開路、匹配負載等，這樣的標準器件是容易設計和制造的。在系統中所有次要的其余誤差，僅由接口和開關的重復性、系統噪聲、系統的漂移和校準時所用標準器件的誤差所引起，因而提高了測量精