基于TMS320F2812的光伏發電逆變系統摘要：整個光伏發電逆變系統確定采用全橋作為逆變器的拓撲結構；給出基于雙閉環控制的系統傳遞函數，通過比較選擇單極性混合正弦脈寬調制作為逆變器的調制方式；并在SABER軟件下驗證了整體設計方案的可行性。整個系統的硬件部分包括主電路、驅動電路、采樣調理電路和保護電路，以及數字控制系統的硬件電路。基于TMS320F2812平臺的逆變器軟件設計則包括雙閉環控制策略的數字PI實現以及SPWM的數字生成和ADC的軟件校正等。最后的作品測試結果表明，逆變器的輸出功率、系統效率、波形THD、負載調整率等各項指標均滿足要求，系統具有優異的穩態性能和動態性能。關鍵詞：逆變器，DSP，閉環控制策略，SPWM1引言該設計裝置模擬光伏并網發電，主要由主電路、控制電路、采樣調理電路、驅動保護電路、輔助電源等部分組成。逆變器控制采用混合脈寬調制（HPWM）方式，很好地降低了開關損耗。1系統的數字處理模塊采用了具有高處理速度、低功耗的芯片TMS320F2812。采用PI控制策略進行逆變系統的控制，參數設置簡單，易整定。系統能夠實現最大功率點的跟蹤，具有欠壓保護、過流保護以及相位跟蹤等功能，并在過流、欠壓故障排除后能自動恢復正常狀態。DC-ACUdIdio1uouREF+-RLuFuo1濾波器控制電路n1n2n3USRS+-Tio圖2.1并網發電模擬裝置框圖2系統指標并網發電模擬裝置框圖如圖2.1所示1）基本要求（1）具有最大功率點跟蹤（MPPT）功能：RS和RL在給定范圍內變化時，使dS12UU，相對偏差的絕對值不大于1%。（2）具有頻率跟蹤功能：當fREF在給定范圍內變化時，使uF的頻率fF=fREF，相對偏差絕對值不大于1%。（3）當RS=RL=30時，DC-AC變換器的效率60%。（4）當RS=RL=30時，輸出電壓uo的失真度THD5%。（5）具有輸入欠壓保護功能，動作電壓Ud（th）=（250.5）V。（6）具有輸出過流保護功能，動作電流Io（th）=（1.50.2）A。2）發揮部分（1）提高DC-AC變換器的效率，使80%（RS=RL=30時）。（2）降低輸出電壓失真度，使THD1%（RS=RL=30時）。（3）實現相位跟蹤功能：當fREF在給定范圍內變化以及加非阻性負載時，均能保證uF與uREF同相，相位偏差的絕對值5。（4）過流、欠壓故障排除后，裝置能自動恢復為正常狀態。（5）其他。3系統方案3.1總體介紹針對系統指標要求，本項目設計組成見圖3.1所示。逆變器部分包括DSP主控制單元、信號采樣調理電路、逆變器主電路、低通濾波器、驅動保護電路等。逆變器部分的主要功能為：在功率電路方面，前一級直流電壓輸入經過橋式逆變器成為高頻矩形脈沖形式的交流電壓，再經過后一級的低通濾波器，成為光滑的50Hz正弦交流電輸出.在控制電路方面，采樣電路采樣輸出電壓、電流信號，并通過調理電路，將采樣信號調理至數字控制部分的電平幅值范圍內。如系統出現過載或過流的情況，則產生保護信號，關閉四路開關管的驅動輸出。數字控制部分主要負責運算處理環節，運用合適的算法實現閉環控制策略，產生相應的控制信號經過驅動電路，控制全橋電路的開關管，從而實現整個逆變器的閉環控制，使輸出滿足系統設計的性能要求。3.2逆變器拓補結構選擇逆變器常用拓撲結構主要包括如下幾類：圖3.1系統總結構圖直流側逆變橋電路低通濾波器負載Uinuo采樣調理電路驅動電路保護電路數字控制部分(TMS320F2812)擴展主控制器逆變器部分SCIUART環境監測傳感器鍵盤液晶顯示USB存儲電路通信擴展接口電路逆變器擴展功能部分EEPROM存儲電路RTC電路1）單相半橋逆變器這種逆變器所用的功率管數目少，主電路結構簡單，廣泛應用于單相和三相逆變器中，但是也存在如下缺點：直流電壓利用率低；輸出諧波含量大；必須設置死區時間，輸出電壓波形發生畸變；續流二級管為功率開關管的體二級管，性能較差，很難得到優化設計。2）全橋逆變器全橋式逆變器需要用四個功率開關管，其特點包括：功率開關管的電壓應力為Ud，適合用于高壓輸入場合；輸出為兩態+1，1或者三態+1，0，-1，可分別實現雙極性和單極性調制；必須設置死區時間，輸出電壓波形會發生畸變。半橋電路結構簡單，但它需要外接正負直流母線電壓，其幅值超過輸出電壓最大值的兩倍，器件電壓應力大，直流電壓利用率低；橋臂只能輸出+1和-1兩態電平，工作于雙極性調制方式，橋臂輸出波形諧波含量大，需要高的開關頻率和大的濾波器。以上幾點也是半橋型逆變器的缺點。全橋電路結構相對復雜，但控制靈活，且輸出電壓是半橋電路的兩倍，開關管所承受的電壓、電流應力均相對較低，且控制方式靈活，盡管所用的功率管的數量較多，但容易進行多種組合實現軟開關技術，因而在各種場合尤其較高功率輸出的情況得到十分廣泛的應用。此外全橋逆變電路由于橋臂輸出電壓存在零電壓的續流狀態，可實現倍頻，在較低的開關頻率下，可以獲得更好的諧波控制.3.3逆變系統主控制器選擇隨著逆變器要求的不斷提高，傳統的模擬控制型正弦波逆變器由于其固有的缺點已漸漸不能滿足要求；同時，隨著各種高性能微處理器的出現，逆變器的全數字控制已成為現實。為了能夠實現復雜的控制策略，提高系統抗干擾能力及可靠性，使產品具有優良的一致性，方便產品后續升級，逆變器采用全數字的控制方式。為了克服數字控制方式存在的缺點，在數字控制處理器的選擇時充分考慮處理器運算處理能力、處理器字長、A/D采樣精度以及采樣速度、通信接口等諸多因素。綜合以上各方面因素后，逆變器數字控制的主控制器選用TI公司的數字信號處理器TMS320F2812。TMS320F2812是TI公司推出的32位定點數字信號處理器，處理速度可達150MIPS。該處理器還集成了128KB的Flash存儲器和128位的密碼保護機制，大大改善了應用的靈活性。片上集成了兩個強大的事件管理器（EV）模塊，用于產生電機控制及逆變器控制所需要的PWM信號，并內含死區發生器和保護邏輯；同時處理器片上還集成了16通道高性能12位ADC單元，最高采樣率達12.5MPSP，提供了兩個采樣保持電路，可以實現雙通道信號同步采樣。同時具有豐富的通信接口，完全符合逆變器數字控制的各方面要求。TMS320F2812主要有以下特點：采用高性能的靜態CMOS技術，低功耗設計，Flash編程電壓為3.3V；支持JTAG邊界掃描接口；高性能的32位CPU，16*16位和32*32位的乘法累加操作；16*16位的雙乘法累加器，哈佛總線結構，統一尋址模式和高效的代碼轉換功能（支持C/C+和匯編）；128K*16位的Flash存儲器和最多達13K*16位的片上SRAM；三個外部中斷口，外設中斷擴展模塊支持45個外設中斷，三個CPU定時器；128位保護密碼，可以防止系統固件被盜取；12位2*8通道ADC模塊，最快轉換周期60ns；高達56個可配置I/O引腳；兩個強大的事件管理器（EVA、EVB）；豐富的串行外圍設備，包括SPI，SCI，eCAN，McBSP等。3.4逆變器控制策略的選擇PID控制以參數簡單、易整定等特點得到廣泛的工程應用。基于成本和性能兩方面綜合考慮，本課題采用了PID控制策略進行逆變系統的控制。逆變器采用PID控制時，如果只是采樣輸出電壓瞬時值反饋，其動態性能和帶非線性負載時的性能均無法令人滿意；如果將流經輸出濾波電感或輸出濾波電容的電流瞬時值引入反饋中，其性能將得到較大的改進。數字PI控制策略框圖如圖3.2所示，系統的傳遞函數如圖3.3所示。外環采用輸出電壓瞬時值uof直接反饋，與數字控制器程序內的正弦表參考電壓uref比較，電壓調節器采用比例積分（PI）調節，內環采用輸出電感電流if的反饋信號與電壓調節器的輸出ig進行比較，采用比例（P）調節。通過該雙閉環控制策略產生的SPWM信號驅動逆變器的全橋電路，經輸出濾波器得到正弦交流電輸出。電壓環調節器電流環調節器SPWM逆變器輸出濾波器正弦參考電壓refuouLfi電感電流檢測gifiABu輸出電壓檢測ofu圖32數字PI系統控制策略框圖f2fff1RCsRCLsLsRf1RRCsifKiKKufKui1KTsLfiABuoufigiofuref圖3.3數字PI系統傳遞函數框圖圖3.3中R為電阻值；C為電容值；L為電感值；Ku、Ti分別為電壓環PI調節的比例系數和積分系數；Ki為電流環的比例系數；K為SPWM控制的比例系數；Kif為電感電流ilf的反饋系數，Kuf為輸出電壓uo的反饋系數，uref為正弦參考電壓。外特性是衡量逆變器性能的一個重要指標，逆變器的外特性越硬，其輸出電壓受負載的影響越小，即逆變器從空載到滿載過程中輸出電壓的變化量越小。面對雙環系統的外特性進行具體分析。根據圖3.3的傳遞函數框圖可得純阻性負載時系統的開環傳遞函數為：ufifiui2ffiifffiif1()()()kkkKRkTsGsHsLCRskkKCRsLskkKR（3.1）空載時系統的閉環傳遞函數為：iuii32iffiiffiiiufuiiuf()()kkKRTskKRGsTLCskkKCTsTkkkKTskkK（3.2）純阻性負載時系統的閉環傳遞函數為：iuii32iffiufifiiffiiifiuuf()()()RkkKTRskKRGsTLCRskkKRTLkkKCRsTRkkKkkkKRs（3.3）根據勞斯穩定判據，要保證該閉環控制系統穩定，必須滿足：2iiifiuuffiiffffiu()()TRkkKkkkKRLkkKCLCkkKR（3.4）同理可得，空載時要保證系統穩定，必須滿足：iffiiuufffu(1)kCTkkkKLCk（3.5）由空載的閉環傳遞函數知，系統空載時的傳遞函數為：22iuii222222iiuufffiufifiif()()()(1)()kkKTkKGjTkkkKLCkkKTCkkK（3.6）同理，系統純阻性負載時的傳遞函數為：22iuiiR222222iiffiiuufffiufifiif()()()(1)()kkKTkKGjkkKLTkkkKLCkkKTCkkKRR（3.7）該系統的靜差為：ooo()()()()1()()RGjGjUURKUGj（3.8）其中：2222222iiufuffiufifiif222222iiffiiufuffiuifiif(1)()(1)()TkkkKLCkkKTCkkKKkkKLTkkkKLCkkKTCkkKRR（3.9）根據以上分析，可以得出在相同的負載條件下，電流調節器比例系數ki和電壓反饋系數kuf越大、電壓調節器積分常數Ti和電流反饋系數kif越小，靜差越小，系統外特性越硬。3.5HPWM技術逆變器采用SPWM方式，可以有效地抑制諧波，在頻率、效率各方面都有明顯的優點，使逆變電路的性能與可靠性有明顯的提高。SPWM調制的工作原理是采用正弦控制信號m與高頻三角波載波c相交截，產生正弦脈寬調制信號，再經過邏輯變換、功率放大等，得到功率管的驅動信號，控制功率管的開通與關斷，從而在逆變器的輸出端得到正弦調制輸出。由于三角載波的頻率通常較高，理論上其輸出電壓波形的諧波頻率主要集中在較高的頻段上，所以經過一級低通濾波器就可以得到較為理想的正弦波輸出電壓。這也是正弦脈寬調制技術得到廣泛應用的原因之一。根據每發生一次開關時輸出電壓的脈沖極性變化情況，正弦脈寬調制可以分為雙極性調制（BipolarPWM）方式和單極性調制（UnipolarPWM）方式。（1）雙極性調制方式雙極性調制時，逆變全橋電路的對角功率管（S1/S4，S2/S3）同時開通和關斷，兩組互補導通，所有功率管均為高頻開關。如圖3.4所示，每發生一次開關，逆變橋的輸出電壓UAB為正輸入電壓或負輸入電壓，從而在輸出電壓的半個周期內，UAB在+Ud和-Ud電平之間切換，即+1/-1（或-1/+1）切換方式，整個輸出電壓周期內得到兩態的輸出電壓波形。0+Ud-UdUABmc0ttuu圖3.4雙極性SPWM生成機制-Ud0+UdUABmc-m0ttuu圖3.5單極性SPWM生成機制（2）單極性調制方式傳統的單極性調制方式原理如圖3.5所示，逆變橋的兩個橋臂分別通過三角載波c與正負正弦調制信號（m、-m）相交截分開調制，當對角功率管開通時（S1/S4或S2/S3），逆變橋輸出UAB為+Ud或-Ud；當橋臂上部兩只功率管（S1、S2）或下部兩只功率管開通時，逆變橋的輸出UAB為零。這樣，每發生一次開關，輸出電壓UAB在0與+Ud或0與-Ud之間變化，從而在輸出電壓的半個周期內，UAB為+Ud和0或-Ud和0，即+1/0（0/+1）或-1/0（0/-1）切換方式，整個輸出電壓周期內所得到三態的輸出電壓波形。在傳統的單極性調制方式中，所有的功率管仍為高頻開關。與雙極性調制相比，其開關頻率在“實效上”增加一倍，同時，每次開關輸出電壓的變化從前者的2Ud降低到Ud，其輸出電壓波形的諧波頻譜會有所改善。分析上述的兩種調制方式可知，在這兩種調制方式下，逆變器的功率管均以較高的開關頻率工作，盡管得到了較理想的輸出正弦電壓波形，但其代價是產生了較大的開關損耗。開關頻率越高，波形越理想，但損耗越大，二者相互矛盾。因此，設想一種能將兩者很好結合的調制方案，既得到高質量的較為理想的正弦輸出波形，又不增加開關的損耗。混合單極性SPWM調制技術（HybirdPWM,HPWM）即可以滿足該要求。就其實質來說，HPWM仍屬于單極性調制方式，逆變橋輸出端得到的是三態輸出電壓波形，但由于工作時總是一個橋臂的兩只功率管工作在高頻，而另一個橋臂的兩只功率管工作在低頻，因而稱其為混合PWM方式。兩只功率管以較高的開關頻率互補開關，保證可以得到理想的正弦輸出電壓波形；另外兩只功率管以較低的輸出電壓基波頻率工作，很大程度的減小了開關損耗。本設計的逆變器選用HPWM調制方式，不同的是：并不是固定其中一個橋臂始終為低頻（輸出基頻），另一個橋臂始終為高頻（載波頻率），而是每半個輸出電壓周期切換工作，即同一個橋臂在前半個周期工作在低頻，而下個半周則工作在高頻，這樣可以使兩個橋臂的功率管工作狀態均衡，可使全橋的四個功率管使用壽命均衡，有利于增加系統的可靠性。HPWM方式的工作過程為：在輸出電壓的正半周，S2/S4橋臂低頻互補，S4常通，S2關斷；S1/S3橋臂高頻脈寬調制，互補開關。而在輸出電壓的負半周內，兩橋臂的工作狀態互換，即S1/S3橋臂低頻互補，S3常通，S1關斷，S2/S4橋臂高頻脈寬調制，互補開關。對于每個橋臂而言，每半個輸出電壓的周期切換一次，交替處于高低頻工作狀態，兩橋臂工作狀態均衡，且對于輸出電壓的正負半周對稱。逆變橋的兩個橋臂分別通過三角載波c與關于零電平對稱的正弦調制信號（m、-m）相交截分開調制。四只功率管的驅動信號及逆變橋輸出如圖3.6所示。0Us10mc-m0000Us3Us2Us4+Ud-UdUABttttttuuuuuu圖3.6HPWM生成機制4硬件電路設計4.1采樣調理電路設計為了實現閉環控制，必須對系統各部分運行參數進行全面的檢測，對各種信號進行及時的采樣。光伏發電系統逆變器的運行信號包括逆變器輸出電壓有效值、輸出電壓頻率、輸出電感電流以及直流母線輸入電壓等。采樣、調理電路必須對這些信號進行有效的預處理，使之符合R2310k-15V+15VR1610kR91kR2110kR1210kR2910kR55kR610kAD_VOF48231U2ALF35356748U2BLF353C80.1uFC30.1uFVOFAD_VREF數字控制部分的輸入幅值要求，以方便數字控制部分根據相應的反饋信號，采用合適的算法實現有效的閉環控制。1）電壓、電流信號采樣電壓信號采樣：對電壓量的采樣選用電壓傳感器LV28-P，它的原邊與副邊是絕緣的，額定測量電壓為500V，原邊額定電流為10mA，原、副邊轉換率為2500：1000，具有出色的精度和線性度、抗外界干擾能力強、溫漂低、共模抑制比強、反應時間快、頻帶寬等特點，非常適用于逆變電源系統。電壓采樣電路如圖4.1所示。電流信號采樣：對電流量的采樣選用霍爾電流傳感器HNC-100LA。它是應用霍爾效應原理的新一代電流傳感器，能在電隔離條件下測量直流、交流、脈沖以及各種不規則波形的電流。它的額定測量電流達100A，原副邊匝數比為1：2000。具有高精度、高線性度、低溫漂、抗干擾能力強等優點，廣泛的應用于逆變器系統中。電流采樣電路如圖4.2所示。2）電壓、電流信號調理逆變器的數字控制部分選用TI公司的數字信號處理器TMS320F2812，該處理器內部集成的A/D轉換器允許輸入電壓范圍是03V，因此必須要先對采樣信號進行調理才能輸入到處理器的A/D采樣單元。圖4.1LV28-P的電壓采樣電路圖4.2HNC-100LA的電流采樣電路電壓、電流信號調理：電壓信號調理電路如圖4.3所示。輸出電壓經過電壓LEM采樣后，輸出幅值范圍為-15V+15V，經第一級運放，信號幅值范圍縮小10倍，變為-1.5V+1.5V。再經第二級運放的加法運算，使信號整體抬升1.5V，幅值范圍變為03V，進入TMS320F2812的A/D采樣引腳。輸入電壓的調理電路以及輸出電感電流的調理電路與之類似。輸出電壓頻率捕獲：根據指標要求，輸出交流電壓信號必須為標準的50Hz正弦信號，因此需要采樣輸出電壓的頻率，以便有效地監控輸出電壓頻率。頻率捕獲電路如圖4.4所示。前一級運放對采樣信號進行衰減，衰減后的信號通過后一級的過零比較器，得到相應的頻率捕獲信號，并將信號送入TMS320F2812的捕獲引腳。V+1V-2M3-4+5JLemV1VSMO25ARVI36KR18200BUSABUSB-15V+15VVIFC131uFC141uF+15V-15VCLamV110nFC91uFC101uF+15V-15VCLamA10nFRLA255+15V-15V+-MMJLemAHNC-050LILA4.2驅動保護電路設計1）驅動電路驅動電路的作用是將控制電路輸出的PWM脈沖放大到足以驅動功率管，所以單從原理上來說，驅動電路主要起開關功率放大作用，即脈沖放大器。同時驅動電路還