車載開關電源設計目錄TOC\o"1-2"\h\u14717車載開關電源設計 13277摘要 218336第一章緒論 2142861.1開關電源與車載開關電源的發展史及研究現狀 221751.2車載開關電源的研究意義及應用前景 4269241.3本文工作內容及結構 427544第二章不同電源變換器 5248152.1降壓式DC-DC電源變換器 53401圖2.1buck電路 573072.2升壓式DC-DC電源變換器 6121912.3反激式DC-DC電源變換器 766572.4正激式DC-DC電源變換器 8223282.5隔離電源與非隔離電源的選擇及優缺點分析 93500第三章主電路設計 9283653.1總體方案設計 9238383.2設計指標 10162513.3主電路設計與元器件選型 10105353.4反激變換器設計 10122293.5勵磁電感的選擇： 11120873.6輸出電容Co的選擇： 1172823.7開關管Q的選擇： 12250223.8輸出二極管Do的選擇： 12153083.9箝位二極管Ds的選擇： 12319983.10箝位電容Cs的選擇： 1291603.11箝位電阻Rs的選擇： 129984第四章控制電路設計 13211254、控制電路設計與器件選型 1373254.1TL431外圍電路分析與設計 13214534.2PC817外圍電路分析與設計 14152374.3UC3842外圍電路分析與設計 16311304.4環路設計 2272065、原理圖 25144306、仿真驗證 2521933參考文獻 28摘要摘要：自上世紀90年代電力電子技術快速發展以來，從電子器件到設計方法都有了很大的提升，電力電子設備在我們生活工作中已經隨處可見。不僅如此，顛覆性的電子設備，例如新能源汽車已不再是無法實現的，我國在2001年，便將新能源汽車列入了“863”科技項目。而在電動汽車上必不可少的部分就是供電系統，而供電系統中，必不可少的就是利用車載蓄電池給車內的低壓負載供電，而對于電源來講，開關電源相比于線性電源具有很多優勢，人們也因為開關電源功耗小、效率高、等優點將其利用在電腦、家電等各個方面。本文以汽車行業的工程實際為切入點，討論分析了多種拓撲的DC-DC開關電源，根據給定的輸入輸出等參數，以及實際的工程環境，決定了采用的方案，并最終設計出適用于小型汽車及新能源電動汽車的車載開關電源，并利用仿真驗證了此設計的可行性。緒論開關電源與車載開關電源的發展史及研究現狀開關電源起源于上世紀50年代，1950年，美國宇航局研究火箭的過程中，急需一種新型電源，使得電源變得輕小，方便去到外太空，開關電源便由此誕生[1]。1960年，各種開關電源的基本電路拓撲已逐漸清晰[2]。二十世紀七八十年代，因為電子器件的大力發展，開關電源開啟了高頻時代[3]。此時L.E.Jansson與方資端發現了抑制開關電源輸入端射頻干擾的基本原理,這一普遍原則可以在各種開關電源上應用。1978年程以南用脫機調整技術來設計大功率開關電源，使其能量損失少,設計出了更為簡單并且成本更加低廉。開關電源進入了大功率、高頻的時代。八十年代，計算機行業首先使用了開關電源，開關電源也自此進入了生活中，所有的計算機電源逐漸被替換成開關電源。從1990年開始，開關電源在能源、電力領域、機械自動化領域變得很流行。隨著開關電源設計和生產技術的變化具有如此多的方式，在20世紀90年代，PWM軟開關技術也得到了前所未有的發展，軟開關技術成功的將開關電源的頻率帶到了高頻500kHz-1MHz[4]。中國也不甘落后，秦勝彥，王景義設計出了1MHz的開關電源。2000年以來，開關電源正式進入數字化時代，2005年,美國德州儀器公司率先將數字化與開關電源技術結合，推出了數字化電源產品，[5]。近些年來，開關電源在各領域都進入高速發展階段，從計算機領域到船舶領域，開關電源體積小、重量輕和效率高的優勢也得以體現，2020年上海推拓科技有限公司對于“三相交流輸入開關模式電源電路”的專利也已完成[6]，其公司的“開關模式電源電路”專利也在申請中[7]，2020年中科院基于FVF結構,設計一種新型動態斜坡補償的電路,提高了環路的響應速度[8]。通過近幾年開關電源的技術發展趨勢，我們可以發現其發展趨勢已經離不開更小、更薄的要求，除此之外開關電源已經開始向著低噪音、低能耗、低功耗的方向發展了，21世紀也是個環保為主題的時代，技術以及硬件的發展必將使各種智能開關電源技術得到廣泛應用。對于環保問題的解決，各種各樣的方案也受到了市場歡迎，不僅節約了電能，還避免過多廢氣的排出。開關電源因其器件的穩定性并不是容易損壞的設備，在使用中，開關電源高效、低能耗、低噪音、抗干擾能力的實現，加上廠家之間的聯合生產，已經有越來越多的產品，通過技術打開了市場。而對于車載開關電源的設計方面，其趨勢在于研究對各部分的加強以及與其他電子產品結合時的干擾問題，從高頻電感的設計再到數字控制都在完善中，2014年董曉東將軟開關技術引入發射車車載電源逆變單元功率開關器件中,用以減小系統損耗，并利用數字芯片代替模擬芯片研究了一種基于數字化軟開關全橋移相電路的發射車車載智能逆變電源系統[9]，2018年廉達針對車載電源24V輸入電壓波動范圍較寬,單級變換器實現占空比較大、溫升嚴重等問題,設計了一款18V-72V輸入兩級式開關變換器,實現了在寬電壓輸入范圍下的輸出電壓的穩定[10]，此外在軍用領域，開關電源也有著巨大的作用，2017年陳霽便分析了開關電源EMC產生機理,并著重介紹了軍用車載DC-DC開關電源的EMC電路設計、元器件選擇及PCB設計、機殼結構設計方法[11]，近些年來，車載電源開關呈現出功能性強、適用范圍廣、應用能力強的特點。車載開關電源的研究意義及應用前景我國汽車行業自21世紀以來蓬勃發展，車載電子產品層出不窮，對于輸入輸出電壓電流都有著更多種多樣的需求，此外，汽車本身內部的工作環境要求較高，既要擁有高穩定性，又要滿足高可靠性的要求，車上的干擾源較多，例如繼電器、收音機等，電氣設備越來越多,電氣負荷越來越大，器件工作時發熱較為嚴重,因此，車用開關電源工作時，要有較好的抗干擾、耐高溫的特性，并可穩定輸出電壓。車載設備需要電壓不同，從220V到5V不等，這更是對車載開關電源提出了更高的要求，所以車載開關電源不僅要擁有良好的電氣特性，還要做到重量輕、抗干擾強、尺寸小的特點，在設計中，車載開關電源還需要具備一定的自保能力和良好的電磁兼容性。根據市場占有率以及市場需求來看，開關電源的未來，必定離不開高度集成化，隨著功率的不斷提升，以及各種硅元素的使用與應用，開關電源制造工藝的要求不斷提升。高頻化，同樣也必將是其主要發展方向的另一分支，高頻化的另一層意思便是開關電源的大功率以及小型化[13]，且在未來的汽車發展中，車載開關電源只有體積小、變換效率高、重量輕才能更好的適配未來的汽車，尤其在新型技術領域的應用，如無人駕駛、新能源汽車等。此外，綠色經濟化發展已成為全球經濟發展的共識，主席說：我們不僅要金山銀山，更要綠水青山，中國不僅僅要做的是調整經濟結構、完善企業結構，更要將環保、綠色的發展提升到一個新的高度。在此大趨勢下，新能源汽車、無人駕駛汽車更是嶄露頭角，汽車電子產品在未來的汽車中比重也會越來越大，對車載開關電源DC-DC的功率、效率、EMC、輸出特性等參數的要求也會越來越高，只有更強性能的性能設計方可對無人駕駛、新能源汽車領域的發展起到積極作用。本文工作內容及結構本論題主要研究適用于小型汽車及新能源汽車內部小型開關電源的設計工作，主要研究工作包括：1、提出整個系統的設計方案。2、設計主電路，計算和選擇元器件。3、設計控制電路、驅動電路等，計算和選擇元器件。4、設計保護電路等，計算和選擇元器件。5、通過仿真手段，驗證電路的合理性。不同電源變換器2.1降壓式DC-DC電源變換器在這里我們討論比較經典的BUCK降壓拓撲結構，因為現在的各種降壓的拓撲結構都與這個經典的BUCK電路有著相似的淵源。圖2.1buck電路通過拓撲結構可知該種電源變換器的的工作方式是：當外加控制電路給予開關管高電平時，開關管Q4導通，電流從原始側流過開關管，經過電感L3，向電阻R3進行儲能，在此過程中，電感L3中的電流逐漸上升，因為電感L3中電流不能突變的特性，故電感L3對電流的增加有阻止作用，在導通結束后，電感L3中一部分的電能會轉化為磁能在電感內儲存。當外加控制電路給予開關管低電平時，開關管Q4關斷，電感L3與二極管D3構成回路，將電感L3內部的磁能轉化為電能，輸出給電阻R3消耗，以此重復上述兩個過程。Buck變換器的CCM模式：在電感足夠大的時候，Buck變換器工作在CCM模式：開關周期內，對于電感來說，其電流值一直大于0，即連續導通，電感內部磁通大于0.輸出電壓：UBuck變換器的DCM模式：在電感較小、負載較大、或者MOS管開關周期較大時，在一個開關周期內會出現三種狀態：即電感電流呈線性增加、電感電流減小、以及電感閑置。開關周期內，對于電感來說，其有時會出現電感電流為0的情況，內部磁通有時會出現0的情況。通常情況下，要求變換器工作在CCM模式下Buck電路缺點：單純使用Buck作為穩壓器的系統無法在電池電壓低于系統要求電壓范圍的情況下得到穩定的輸出電壓，再加上轉換器中實際存在的電壓降，故其較為困難，且驅動電路較為復雜。2.2升壓式DC-DC電源變換器接下來簡單討論boost變換器，其基本拓撲如圖所示。圖2.2boost電路通過拓撲結構可知該種電源變換器的的工作方式是：Step1：充電過程：當開關管導通時，輸入電流流過電感L2，由于電感的保持特性，內部將一部分電能轉化為磁能儲存起來，Step2：放電過程：當開關MOS管斷開時，由于電感L2的保持特性，電感對新形成的電路進行釋放能量，即電感L2對電容C2進行充電，Boost電路中，二極管D2的作用是防止電容對地放電。Boost變換器的CCM模式：在電感足夠大的時候，Boost變換器工作在CCM模式：輸出電壓與占空比的關系：D=V在電感較小、或電阻較大、或開關頻率較低的時候，Boost變換器工作在DCM模式下將兩種工作模式進行比較得出：CCM模式下流過開關管的電流小于DCM模式下流過開關管的電流，而CCM模式下的電感感值大于DCM模式下電感感值。小功率輕載情況下，一般工作在DCM狀態下。Boost電路缺點：輸出側二極管電流為脈動電流，會使得輸出紋波較大其電壓變比大于一，是個只能升壓不能降壓的變換器。2.3反激式DC-DC電源變換器反激式開關電源的基本拓撲如圖所示。圖2.3反激式電路其基本工作原理為：可以通過拓撲圖看到，此變壓器繞組的極性是相反的，所以當原邊繞組導通時，副邊繞組與其相反，副邊中并無電壓。Step1：當開關管導通時，變壓器原邊電感電流上升，電感將能量儲存在變壓器內。Step2：當開關管Q5斷開時，此時，二次側二極管D4導通，一次側中的能量通過二次側向負載輸出，同時也補充了電容損失的能量。反激變換器的CCM模式V反激變換器的DCM模式V反激變換器的臨界模式V優點：成本低，適用于寬范圍的電壓輸入，能實現多組輸出。缺點：輸出紋波較大但可采用不同的環路進行反饋控制穩定。2.4正激式DC-DC電源變換器正激式開關電源的基本拓撲如圖所示。圖2.4正激式電路正激變換器工作原理：通過拓撲圖可以看到原邊與副邊在工作中是同時導通的。step1：當開關管導通時，變壓器原邊電感電流I上升，同時，副邊電感電流也上升。Step2：當開關管關斷時，儲能電感L4將能量通過續流二極管D5來給輸出端供能，以此來得到穩定的輸出電壓。這個變壓器只用作傳遞能量，幾乎不用作存儲能量。2.5隔離電源與非隔離電源的選擇及優缺點分析日常電源設計中，電源變壓器、由多元件組成的開關電源、以及線性電源是非常常見的，不管是哪一種電源，它們的設計都有隔離和非隔離型這兩種。隔離電源：在電源的輸入輸出回路之間沒有直接的電子元件的連接，輸入輸出之間為空氣，沒有電流回路，當開關管被擊穿造成短路，或者因為故障造成電路損壞，對于負載而言，只是造成了斷電的影響，不會對負載造成損壞，其優點很明顯，不容易發生電氣事故，對人身安全有很大保障，缺點就是相比于非隔離電源設計方案要更復雜，成本較高。非隔離電源：是指輸入輸出都有一定的電子元器件直接聯接，輸入和輸出之間是共地的，存在觸電危險及共地干擾的可能，若開關管擊穿造成短路，輸入端出的電壓將會直接作用在負載側，很有可能因為短路高電壓，對負載造成損壞進而危害人的生命。因本次設計考慮到在汽車上，具有一定的安全要求，雖然本身設計要求電壓不致人有生命危險，但在高速路上行駛的汽車，速度達到80km/h，駕駛員的注意力高度集中，任何刺激性故障都會給人帶來不盡的后果，為保障人身安全采用隔離電源。故本次設計主電路采用反激式電路。主電路設計3.1總體方案設計圖3.1整體設計框圖在本設計中，DC-DC變換器選擇的是反激變換器，DC-DC變換器的控制電路選擇的是UC3842芯片。下面對主電路和控制電路分別進行設計與選型。3.2設計指標輸入電壓：12VDC；輸出電壓：5V；輸出電流：1A；紋波峰峰值：≤0.2V3.3主電路設計與元器件選型主電路的電路圖如下圖所示：圖3.2主電路圖3.4反激變換器設計下面分析反激變換器的穩態電壓增益，在本設計中假設反激變換器的開關頻率為50KHz，分析時假設變壓器為理想變壓器，箝位電路忽略。在一個開關周期內，反激變換器有兩種工作狀態。在開關管Q導通期間，輸出二極管Do斷開，此時，變壓器原邊電壓為：V輸出二極管承受的電壓為V在開關管Q斷開期間，輸出二極管Do導通，此時變壓器原邊電感電壓為：V開關管Q承受的電壓為V其中n為變壓器副邊與原邊的匝數比，即n=在一個開關周期中，根據變壓器原邊電感電壓滿足的伏秒平衡原理，可得：D所以反激變換器的穩態電壓增益為：V在本設計中，取n=Ns/Np3.5勵磁電感的選擇：在一個開關周期中，負載上流過的電荷為Δ在開關斷開時刻，副邊電流等于IoΔ在一個開關周期中，有Δ所以有Io1所以在開關由導通到斷開的時刻，原邊電流為：I原邊電感電流在開關管開通時，它的電流值為0，在開關管導通結束時刻，原邊電感電流為Ip，電流變化斜率為VV所以連續與斷續的臨界勵磁電感感值為：L在此，選擇勵磁電感為50uH。3.6輸出電容Co的選擇：輸出電容的值與輸出電壓紋波有很大關系。輸出電容的表達式為：C式中fc為電壓環的截至頻率，在本設計中，開關管的頻率為50KHz，設定電壓環截至頻率為1/10的開關頻率，即fc為5KHz，因此選擇電容為3.7開關管Q的選擇：開關管Q承受的最大電壓為Vg+Vo/n=12+5/(5/4)=16V，開關管上流過的電流平均值等于反激變換器輸入電流平均值，已知反激變換器的輸入電壓為12VDC，輸入功率為5W，所以輸入電流為0.42A。所以選擇的開關管型號為：3.8輸出二極管Do的選擇：對于輸出二極管所承受的最大電壓為Vo+nVg=5+12×5/4=20V，二次側輸出二極管上的電流值等于輸出電流1A，我們考慮一定的參數裕量，來進行輸出二極管型號的選擇，最終查資料可選擇輸出二極管的型號為

MSK340A，它的參數為3.9箝位二極管Ds的選擇：箝位二極管所承受的電壓值等于開關管所承受的電壓值，在此選擇箝位二極管的型號為MSK340A，其耐壓值為50V，正向平均電流5A，MSK340A的正向導通壓降為0.46V，MSK340A的反向恢復時間為0。3.10箝位電容Cs的選擇：已知輸入電流的平均值為0.42A，在開關導通期間輸入電流的變化量為?在開關管Q剛導通時，輸入電流為IA，在開關管Q導通期間結束時，輸入電流為I1所以在開關Q導通狀態結束時刻，輸入電流為I考慮變壓器漏感為勵磁電感的1%，所以在開關狀態切換時，漏感中的能量會被傳遞到箝位電容中，箝位電容的電壓為：1所以根據上述公式，箝位電容取值為：10nF/100V。3.11箝位電阻Rs的選擇：在開關斷開期間，箝位電容Cs上的能量通過箝位電阻Rs以熱能的形式耗散掉，有如下近似公式：1所以箝位電阻的取值為：2Kohm。控制電路設計4、控制電路設計與器件選型本設計方案主電路采用反激變換器，輸入輸出具有隔離，所以其輸出電壓的采樣也需要經過隔離送入控制芯片UC3842，控制電路設計思路如下：Step1將輸出電壓經過TL431，TL431是一個具有良好的熱穩定性能的三端可調分流基準源，可以任意地設置到從Vref(2.5V)到36V范圍內的任何值，通過將輸出電壓值與TL431的內部參考電壓進行比較，根據比較值的高低來決定TL431的通斷，即輸出電壓高于目標值時，TL431導通；輸出電壓低于輸出目標值時，TL431斷開。Step2將輸出電壓與電阻、光耦隔離器PC817的1/2引腳、TL431的A/K串聯，將輸出電壓信號轉化為光耦的電流信號；Step3光耦的1/2引腳有電流通過，將電路信號轉化為光信號；Step4光信號可以控制光耦的3/4引腳有電流流過，從而實現了信號從電→光→電的轉變，實現了輸出采樣的隔離；Step5光耦的3/引腳上接有電阻，電阻上的壓降傳遞到UC3842的反饋電壓引腳端，該輸出反饋電壓與UC3842內部的參考電壓作差，同時經過電壓誤差補償環節產生調制信號；Step6調制信號與UC3842采樣到的電流信號進行比較，從而得到所需要的開關管占空比，利用UC3842的輸出電流控制主電路開關管的通斷時間，從而實現輸出電壓的閉環控制。下面對TL431、PC817和UC3842的外圍電路分別進行分析與設計。4.1TL431外圍電路分析與設計TL431是一個有良好熱穩定性能的可控精密穩壓源。它的功能類似于穩壓二極管，它的輸出電壓用兩個電阻就可以任意地設置到從Vref（2.5V）到36V范圍內的任何值。該器件的典型動態阻抗為0.2Ω，在很多應用中可以用它代替齊納二極管，例如，開關電源、運放電路等。TL431特點最大輸出電壓為36V電壓參考誤差：±0.4％，25℃下低動態輸出阻抗，典型0.22Ω負載電流能力1.0mA~100mA全溫度范圍內溫度特性平坦，典型值為50ppm/℃；溫度補償操作全額定工作溫度范圍低輸出噪聲電壓TL431的外圍電路如下圖所示：TL431內部的參考電壓為2.5V，所以為了維持輸出電壓為5V，電阻R1和R2的選擇需要滿足下式：R所以在本設計中，R2=10K電阻R1、R4電容C1構成比例積分運算電路，其傳遞函數推導如下：將R1、R2中間點電壓看成不變，輸出電壓Vo的變化會引起電壓Vc的變化，根據基爾霍夫電流定律，其傳遞函數為：?4.2PC817外圍電路分析與設計PC817是很常用且好使的線性光電耦合器，常用來增加電路安全性，減小電路中的干擾，且能幫助簡化電路設計，可以幫助完成對電路的不同部分隔離分開的作用，常在精密電路儀器中擔任耦合器件的功能，也可在開關電源、適配器、空調、DVD、電腦終端機、測量儀器、以及家用電器中找到。其內部結構如圖所示：PC817的內部結構上圖中，管腳1為陽極，管腳2為陰極，管腳3為發射極，管腳4為集電極。其工作原理如下：Step1：1，2管腳為輸入端的陽極和陰極，當輸入端1/2通過電壓信號時，電壓信號通過輸入端的發光管；Step2：發光管上通過電流后，發出紅外線，光線照射在受光器上；Step3：接收器接受到光線后，產生光電流，簡單3步便實現了“電-光-電”的轉換和傳輸。相比之下，普通光電耦合器只能對開關信號或者數字信號進行響應，但是線性光電耦內部可以通過輸入端激發的光信號強弱，決定光敏元器件接受到光信號的強弱不同，導致輸出電信號的不同，PC817光電耦合器在電路中的應用，不僅用作隔離作用還可以起到反饋作用。PC817的外圍電路如下圖所示：當PC817的引腳1/2有電流通過時，引腳3/4上有光電流通過，該電流在電阻R4上會產生電壓降，此電壓降送入到UC3842的反饋電壓引腳，即可實現輸出電壓采樣的隔離。同樣，電壓Vc的變化會引起光耦原邊電流Id的變化，由于電阻R5上的電壓等于光耦二極管的管壓降，可以看成是一個恒定值，所以電壓Vc到電流Id的傳遞函數為：?光耦可以看成是一個線性光耦，原邊電流Id會產生會變電流It，電流It會在電阻R6上產生電壓降，該電壓降Ve即傳遞到UC3842的反向輸入端，所以電壓信號Ve到電流信號Id的傳遞函數為：?上式k為光耦的傳遞系數。所以輸出電壓Vo到反饋到UC3842的電壓信號Ve的傳遞函數為：?4.3UC3842外圍電路分析與設計4.3.1UC3842的引腳及其功能圖4.1UC3842的引腳如圖4.1：引腳作用引腳1輸出引腳2的取樣電壓與基準電壓比較后的結果來確定誤差放大器的增益引腳2引腳2輸入取樣電壓，之后通過比較器將取樣電壓與基準電壓進行比較，利用誤差電壓來控制脈沖寬度；引腳3引腳3為PWM比較器的電流傳感端，利用mos管源極的電阻將電流轉化為電壓，此外也可用作保護電路；引腳4定時端；引腳5引腳5為接地端；引腳6UC3842的輸出端；引腳7啟動以及工作電壓的輸入端，具有欠壓或過壓時的保護功能，電壓低于10V，不工作；引腳8引腳8為內部基準電壓輸出端（5V），電流可達50mA。4.3.2UC3842的內部結構UC3842是高性能電流型控制器，其內部電路見圖4.2：圖4.2UC3842的內部結構4.4.3UC3842外圍電路設計UC3842的外圍電路如下圖所示，其中2引腳VE接PC817的4引腳，7引腳接供電電源，g接開關mos管的門極，S連開關mos管的源極引腳1（COMP），輸出電壓誤差補償引腳，其內部為運放的輸出端。該引腳通常接阻抗網絡到引腳2完成輸出誤差電壓。引腳2（VE），輸出電壓反饋引腳，接阻容網絡至引腳1。電阻R7、R10、電容C4組成輸出電壓的補償網絡電路，其傳遞函數為：V其中verr引腳3（ISEN），電流檢測引腳，在一個變換器中，輸出電壓與電感電流成比例，通過檢測電感電流的峰值，當該峰值電流超過輸出電壓允許值時，該引腳可以斷開開關管，實現對輸出電壓的限制。引腳4（RT/CT），該引腳與變換器開關管頻率相關，通常該引腳通過電容CT接地，通過電阻RT接參考電壓，根據芯片資料手冊，要使得開關管工作頻率為50KHz，所以電阻RT為3.5Kohm，電容CT為10nF。引腳5（GND），芯片接地引腳。引腳6（OUT），PWM輸出引腳，該引腳接電阻R9至開關管門極，電阻R9的取值與開關管的開通關斷時間相關，在本設計中，取電阻R9為5ohm。引腳7（VCC），芯片供電引腳，芯片最大承受電壓為30V，在本設計中，采用15V供電，為了保證供電的穩定性，通常在該引腳通過電容C6到地，達到穩壓濾波的作用，在本設計中，電容C6取為10uF/50V。引腳8（Vref），芯片參考電壓引腳，芯片向外提供一個5V的參考電壓。保護電路：對于單端反激變換器來講，其主電路的保護如下圖所示。圖3RCD鉗位電路當電路工作時，電流到達變壓器一次側，并對一次側的電感進行充能，由于變壓器中的漏感不能耦合到二次側，故這一部分的能量不能傳遞下去，其能量將通過寄生電容釋放，引起電路電壓過沖和振蕩，影響電路工作性能，還會引起EMI問題，嚴重時會燒毀器件，為抑制對電路的不良影響，可設計RCD鉗位電路進行預防.工作原理：Step1：當開關電源Q5關斷時，漏感釋放能量；Step2：二極管D4導通后，電容C8兩端電壓上升；Step3：二極管D4截至，電容C8的能量通過電阻R4釋放，實現了對漏感的釋能。這是UC3842的典型保護電路：此電路是利用UC3842的引腳3來實現的，通過開關管源極的電流進入引腳3，當電路過載時，UC3842采取保護措施，將開關管的占空比進行降低，并且控制輸出電壓，當電壓低到不能使UC3842工作時，外圍電路關閉，之后再想工作，只能依靠R1和R2啟動，這種方式稱為打嗝式保護。4.4環路設計根據前面的分析，輸出電壓Vo到UC3842的反向輸入端的傳遞函數為：?UC3842的運算放大器的傳遞函數為：?產生的?Vcomp信號在UC3842內部經過了電阻分壓，根據芯片資料可知，內部電阻分壓為1/3，經過電阻分壓之后，產生了?通過采樣采樣電阻Rsns上的電流，將采樣到的電流信號與?Vt?相比較，產生PWM波，設定耦合電感原邊電流為Ip，耦合電感副邊電流為Is，副邊電流Is在輸出側引起輸出電壓V?上式中，Co為反激變換器輸出電容，Ro為反激變換器負載電阻，Np?現在需要對上式中的參數進行選擇設計，根據前面的分析，已知的參數有：NNRCk為PC817A的傳遞系數，參考芯片資料，該值為0.8。采樣電阻Rsns的設計在箝位電路分析時，我們知道，輸入電流的最大值為2.28，采樣電阻將電流信號轉換為電壓信號，參考UC3842的芯片資料可知，該電壓信號最大值為1，考慮一定的裕量，所以采樣電阻的值為：R因此，在本設計中，采樣電阻選擇為0.3歐姆。所以開環傳遞函數可以簡化為：1上式可以簡化為：kk將上式切分成兩部分，補償前的函數為：H補償函數為G利用matlab畫出Hs的伯德圖，如下圖所示，其中在5KHz處，幅值裕度為-32.9dB，相角裕度接近于90要使得補償后的函數在5KHz處的幅值為0，相角裕度大于45°，所以補償函數Gc1）補償函數在5KHz的幅值裕度為32.9dB，用于補償Hs在5KHz的-32.9dB2）補償函數的零極點在5KHz產生的相位滯后為45°。已知補償函數有兩個極點和一個零點，其中原點處的極點產生的相位滯后為90°，所以零點fa和極點fb在5KHz產生的相位超前為4f所以補償函數的表達式可寫為：G又根據20lgGcjG通過開環傳遞的伯德圖，可以發現它的穿越頻率在4.78KHz，且相角裕度為46°，滿足前期設計要求。補償后的開環傳遞函數的伯德圖如下：根據前面的分析有如下等式R上式左邊可化簡為：R所以有如下等式：CRR所以上式取值為：RCRCRRR5、原理圖6、仿真驗證采用PSIM仿真軟件對上述設計進行仿真，根據前面選定的參數，搭建仿真電路圖如下所示，電路仿真圖如下圖所示：仿真輸出電壓結果如下圖：輸出電壓紋波如下，可以發現，輸出電壓紋波約為0.01V，滿足前期設計要求。當輸出功率為5W時，輸出電壓如下：當輸出功率為0.5W時，輸出電壓如下：當輸入電壓進行合理波動時，根據資料查詢可知，合理波動范圍為±10%，輸出電壓如下：+10%：根據上面的仿真結果，可以知道，輸出功率從10%變化到100%，輸入電壓在±10%范圍內波動時，輸出電壓一直保持在目標值5V。故得出結論：此方案具有工程可行性參考文獻[1]陳菁,張萬.單片機控制下可變輸出電壓的電源設計[J].現代電子技術2018,41(2):92-94.[2]李宏,趙家貝.淺析高頻開關電源的發展[J].電氣技術2011,30(04):50-54.[3]王月愛,王勃.電源技術的應用研究與發展趨勢[J].中國集成電路.2012(04):69-72.[4]侯清江,張黎強,許棟剛.開關電源的基本原理及發展趨勢探析[J].制造業自動化.2010,32(09):160-162+169.[5]郇真云.數字電源概述[J].中國西部科技.2009,6(77):31-32.[6]ShanghaiTuituo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