第5章微波晶體管放大器5.1微波晶體管的S參數5.2微波晶體管放大器的功率增益5.3微波晶體管放大器的穩定性5.4微波晶體管放大器的噪聲系數5.5小信號微波晶體管放大器的設計5.6寬帶放大器5.7微波晶體管功率放大器習題/mycourse/teachercourse?moocId=231969457&clazzid=70627009&edit=true&v=0&cpi=0&pageHeader=0/course/231969457.html隨著半導體技術的迅速發展，微波晶體管放大器在降低噪聲、提高工作頻率和增大輸出功率等方面都取得了很大的進展。雙極晶體管的工作頻率已從幾百兆赫(UHF)到S波

段(2~4

GHz)，直到Ka波段，GaAs

MES

FET幾乎占領了微波應用的各個領城。目前在微波頻率低端，一般采用雙極晶體管。20世紀80年代發展起來的兩種新型器件異質結雙極型晶體管和高電子遷移率晶體管的工作頻率突破了普通微波雙極型晶體管和MESFET的極限，使三端器件得以成功應用于毫米波段。

微波晶體管放大器按用途可分為低噪聲放大器和功率放大器兩類。在低噪聲放大器方面，雙極晶體管放大器在1GHz時的噪聲系數約為1dB,3GHz時達到2dB,6GHz時可達4.5

dB;場效應管放大器在8

GHz時噪聲系數可達1.25

dB，12

GHz時達到3

dB，18GHz時達到4dB。C波段常溫HEMT放大器的噪聲系數約為0.3~0.4dB,70K制冷時HEMT放大器的噪聲系數已低至0.1~0.2dB。現代微波系統中的接收機高放幾乎毫無例外地使用晶體管低噪聲放大器。

微波晶體管功率放大器分為單管功率放大器和功率合成的多管功放。單管功率放大器的當前技術水平是:雙極晶體管功率放大器工作在1GHz時輸出功率可達40w,3GHz時輸出功率可達10W,5GHz時可達5W,8GHz時可達0.5W;場效應管功率放大器在4GHz時輸出功率可達20W,10GHz時可達10W,20GHz時可達1w。利用功率合成技術，放大器功率可以更大，在許多微波系統中，微波晶體管功率放大器已逐步取代中等功率的行波管等電真空器件放大器。

本章主要介紹以S參數法分析和設計晶體管放大器的基本方法，小信號晶體管放大器和晶體管功率放大器的性能和電路結構，并簡單介紹分布放大器及功率合成的概念。2.5微波三極管

2.5.1雙極型晶體管

雙極型晶體管也稱結型晶體管、雙極結晶體管(Bipolar-JunctionTransistor，BJT)，習慣上稱做晶體管或晶體三極管。這種晶體管是1948年AT&TBell實驗室發明的，幾十年來得到了一系列改進和提高。這類晶體管中有兩種極性的載流子——電子和空穴，都參與了器件的工作，具有相對較高的工作頻率、低噪聲性能及高功率容量，且成本低，因此，BJT是目前應用得最為廣泛的射頻有源器件之一。本節將介紹結型晶體管的工作原理、結構、等效電路和特性，最后簡單介紹一種特殊的結型晶體管——異質結雙極型晶體管。1.工作原理

1)基本工作過程

結型晶體管的基本原理與模擬電子線路中的晶體管相同，以PNP型晶體管為例簡述其工作過程。如圖2-62所示，由左方正偏PN結注入到N區的空穴，被右方反偏PN結所“收集”。由于N區較短，空穴在擴散過程中復合損失極小，因此可用圖中的虛線箭頭表示空穴的流通。這樣就構成了一個結型晶體管，稱為PNP型晶體管。左方正偏的PN結是發射結，左方的P區是發射區；右方反偏的PN結是集電結，右方的P區是集電區；中間的N區是基區。三個電極分別稱為發射極(E)、集電極(C)和基極(B)。圖2-62

PNP型晶體管結構工作狀態下，發射結的作用在于向基區提供少子，集電結的作用在于收集從基區擴散過來的少子，也就是說：發射結的電流能夠控制集電結的電流。在某一瞬間發射結注入的空穴多，集電結的電流就大；發射結注入的空穴少，集電結的電流就小。如果把一個信號加于發射結，使發射結電流隨信號改變，則能在集電極的電流變化中把這個信號重現出來，這就是晶體管的基本工作原理。為保證這一控制過程順利進行，必須使基區寬度W小于少子擴散長度Lp。

如果三極管是由兩層N區和一層P區構成的NPN結構，其工作原理與PNP管完全類似，區別僅在于發射結向基區注入的少子是電子。常用的微波雙極晶體管是硅NPN型。為了提高晶體管的特征頻率，通常BJT管的發射區和基區做成交指形。圖2-63給出了一個實際平面結構的NPN型晶體管的剖面圖和俯視圖，這種條帶結構適用于小信號和小

功率，其發射極條數可以是3～10條，視管的功率要求而定，相應的基極條數也會增多。它的優點是提高了發射極的有效利用面積，而且可在發射極周長一定的情況下使發射極面積最小，相應的基極面積和集電極面積也最小。此外還有適用于功率管的覆蓋型和網狀型結構，這里不再介紹。

PNP和NPN型晶體管的電路符號見圖2-64。圖2-63

NPN型晶體管交指型結構示意圖(a)俯視圖；(b)剖面圖圖2-64雙極型晶體管電路符號(a)NPN型；(b)PNP型2)能帶模型

一般晶體管的發射區摻雜濃度大于基區摻雜濃度，基區的摻雜濃度大于集電區的摻雜濃度，平衡狀態下晶體管的能帶結構如圖2-65(a)所示，費米能級應在同一水平上。圖2-65(b)表示加上工作電壓后的能帶圖，發射結處于正偏而集電結處于反偏。圖中用·表示電子，用表示空穴。圖2-65

PNP型雙極晶體管能帶結構(a)加工作電壓之前；(b)加工作電壓之后3)連接方式

實際使用時，晶體管三個電極中的任何一個都可作為輸入/輸出的公共端。以PNP管為例，其連接方式有三種，如圖2-66所示，稱為共基極連接、共發射極連接和共集電極連接。三種連接方式都應使發射結處于正偏，具有注入少子、使集電結處于反偏及收集電子的作用。外加偏壓時的極性如圖2-66所示。圖2-66

共基極連接；共發射極連接；

共集電極連接2.等效電路與結構

圖2-67給出了一個微波硅雙極晶體管的管芯簡化等效電路，圖中晶體管處在小信號下，為共發射極連接。

為基區體電阻，

為基極歐姆接觸電阻；RE是發射結的結電阻，由于發射區摻雜濃度較高而阻值較小，發射區體電阻

可忽略；

為發射極歐姆接觸電阻；CTE為發射結的勢壘電容；CDE為發射結的擴散電容；由于反偏，集電結的結電阻RC阻值較大，可忽略；

為集電區體電阻；

為集電極歐姆接觸電阻；CC為集電結的勢壘電容；是交流電流放大系數。如果考慮封裝因素在內，等效電路中還必須加上封裝電容和封裝引線電感。一個典型C波段低噪聲晶體管等效電路的元件參數值如表2-4所示。圖2-67微波硅雙極晶體管的管芯簡化等效電路表2-4

C波段低噪聲晶體管等效電路的元件參數值2.5.2異質結雙極型晶體管

異質結雙極型晶體管(HeterojunctionBipolarTransistor，HBT)是一種特殊的結型晶體管，其工作原理及性能與一般的晶體管有所不同。圖2-80所示為一個GaAlAs-GaAs界面異質結NPN雙極型晶體管，發射結由N型的Ga1－xAlxAs(禁帶寬度為EgE)和P型GaAs(禁帶寬度為EgB)組成的異質結，且EgE>EgB，EgE的大小可由鋁的濃度x來調節。晶體管的基區和集電區都由GaAs構成，集電結是同質結，集電區禁帶寬度可以根據不同的要求設計成等于、大于和小于基區禁帶寬度。圖2-80表示了一個NPN異質結晶體管的發射結加正偏、集電結加反偏后的能帶圖，圖中略去了異質結的導帶底尖峰ΔEC，圖2-81表示了這種晶體管的雜質濃度分布。圖2-80異質結雙極晶體管結構及加偏壓后的能帶圖由圖2-80可見：由異質結基區注入發射區的空穴所遇到的勢壘高于由發射區注入基區的電子所遇到的勢壘，阻擋了空穴流，有效地提高了發射極的注入效率，使晶體管的電流增益加大(發射極電流中的空穴對集電極電流無貢獻)GaAsHBT有如下的優點：

(1)減小了發射結延遲時間τE和基區渡越時間τB，提高了特征頻率fT。發射區摻雜濃度很低，減小了發射結電容CTE，使得τE減小；由于基區摻雜濃度很高，減小了基區體電阻

，改善了注入電子流的均勻程度，減小了發射結面積及相應的集電結面積，也使CTE和集電結電容CC減小，從而τE和集電結勢壘電容時間常數τC減小。同時，砷化鎵材料的電子遷移率是硅的6倍，恰當地設計HBT的能帶，可使電子越過發射結勢壘后具有足夠的動能，以極高的速度穿過基區，則τB明顯縮短。(2)提高了最高振蕩頻率，改善了噪聲性能。基區重摻雜使減小，由式(2-114)可知fmax增大。降低了電阻熱噪聲源，有利于降低噪聲系數。

(3)提高了器件的擊穿電壓。砷化鎵材料的擊穿場強比硅材料高，且HBT發射區為輕摻雜，使晶體管的BUCEO有可能達到300～400V，遠超過通常的同質結晶體管，因此GaAsHBT作為微波功率晶體管是很有潛力的。

(4)開關速度高。GaAsHBT已成為新型的微波、毫米波器件及高速邏輯器件。除分立元件外，已研制出以GaAlAs-GaAs為基本單元的GaAs雙極集成電路。這種器件的原理是兩種載流子參與導電，有兩個PN結(可做成雙異質結)，可獨立地選擇三個區的材料、摻雜及進行靈活的能帶設計，有著寬廣的應用前景。GaAsHBT的缺點是工藝較復雜，制作較困難，Ⅲ-Ⅴ族化合物器件的平面工藝也比硅的平面工藝更復雜。近年來，GaAsHBT的發展很快，1980年GaAsHBT的fT突破了1GHz，1987年已經達到40GHz，目前達到100GHz。除GaAs外，用InP發射極和InGaAs基極界面已實現了異質結。與GaAs相比較，InP材料有擊穿電壓高、能帶隙較大和熱傳導較高的優點。2.5.3場效應管

場效應管(FieldEffectTransistor，FET)簡稱為場效應管，也稱為單極型晶體管。這種器件的多子電流只有一種載流子，即空穴或電子。從原理上說，它是利用電場的作用來改變多子電流流通通道的幾何尺寸，從而改變通道的導電能力。對它的基本原理的設想，在雙極晶體管出現之前20年就產生了，但成為一種實用的器件，卻又發生在雙極晶體管之后。場效應管可以分為如下四類：

(1)結型場效應管(JunctionFieldEffectTransistor，JFET)

(2)金屬絕緣柵型場效應管(MetalInsulatorSemiconductorFieldEffectTransistor，MISFET)，這是一種應用最為廣泛的類型，金屬氧化物半導體場效應管(MetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor，MOSFET)即屬于這一類，通稱為MOS管。

(3)金屬半導體場效應管(MEtalSemiconductorFieldEffectTransistor，MESFET)。

(4)異質場效應管(HeteroFieldEffectTransistor，HeteroFET)，高電子遷移率晶體管(HighElectronMobilityTransistor，HEMT)即屬于這一類。1.結型場效應管

1)基本工作原理與結構

結型場效應管的結構示意如圖2-82所示。畫有斜線的金屬電極與半導體形成歐姆接觸。主體是一條N型半導體，上下電極與N型半導體間夾有P區。N型半導體左右兩端的電極分別稱為源極和漏極，以S和D表示；P+區的電極稱為柵極，以G表示；柵極下的P+N結稱為柵結。兩個柵結空間電荷層之間的N型區是導電通道，稱為溝道，這個溝道是N型溝道。此外，也可以構成P型溝道場效應管，其各極命名及工作原理與N型溝道管相似。圖2-82結型場效應管結構示意圖

結型場效應管的基本工作原理是利用柵極上的電壓產生可變電場來控制源、漏之間的電流，是一種電壓控制器件。柵電壓的變化會使柵結的空間電荷層寬度發生變化，由于柵結構成P+N結，因此反向偏置下的P+N結空間電荷層基本在N型半導體內擴展，P+N結的反向偏壓越高，空間電荷層中間的N溝道就越窄，呈現的電阻就越大，在源、漏間加有一定電壓的情況下，流過源、漏之間的電流也就越小。設想在柵極上除了加一個固定的反向電壓外，再疊加一個交變電壓，假設交變電壓的幅值小于直流偏壓值，溝道的寬度將隨交變電壓變動，其變化的頻率與交變電壓的頻率相同，在源、漏之間流過的電流中就出現了交變的成分。如果在源、漏之間接入負載電阻，便可以從負載兩端輸出交變電壓。實際上應用的結型場效應管是用平面工藝制造的，圖2-83給出了結構剖面圖。剖面上畫有斜線的部分為金屬電極，N溝道的厚度(即P+區與P+型襯底基片間的距離)為0.5～1.0μm,溝道長度為幾個微米。N溝道與P溝道結型場效應管的電路符號如圖2-84所示。圖2-83平面工藝結型場效應管的結構剖面圖圖2-84結型場效應管電路符號2)源、漏間的電壓電流關系

以N型溝道結型場效應管為例，設柵極對地(源極接地)電壓為UGS，UGS≤0，使柵結處于零偏或反偏；源漏間電壓為UDS，使漏極相對于源極為正，UDS>0；N溝道中的電子可以自源極流向漏極，如圖2-85所示。在場效應管中參與工作的只有多子，N型溝道管中是電子，P型溝道管中是空穴。圖2-85結型場效應管工作電壓圖2-86結型場效應管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較小；(c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP①UDS=0時，整個器件處于平衡狀態，N區中只有平衡狀態下的空間電荷層，如圖2-86(a)所示。

②UDS>0時，則應有電流ID經過N溝道，自漏極流向源極，柵結處于由UDS形成的反偏壓下。

·

當UDS較小時，溝道可視為一個簡單電阻，ID與UDS的關系是線性的，如圖2-86(b)所示。圖2-86結型場效應管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較小；(c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP·

當UDS逐漸增大時，電流ID也會加大，溝道中的歐姆壓降隨之加大，即UDS從漏極向源極逐漸降落為零，使N區靠近漏極端的電位高于靠近源極端的電位，柵結靠近漏極端

部分比靠近源極端部分處于更高的反偏壓之下，故靠近漏極端的空間電荷層較靠近源極端的空間電荷層為寬，如圖2-86(c)所示。這時不能把N溝道視為一個數值不變的簡單電阻，盡管隨著電壓升高，電流仍舊加大，但由于空間電荷層擴展，只是溝道變窄，電阻加大，結果與開始一段相比，電流隨電壓的增加變緩，因此ID對UDS的曲線斜率減小，呈非線性關系。圖2-86結型場效應管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較小；(c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP·

繼續增加UDS，使UDS=UP，可導致在靠近漏極端處的空間電荷層碰到一起，將溝道“夾斷”，如圖2-86(d)所示。UP稱為夾斷電壓，此時對應的電流用IDS表示，ID并不會由于溝道出現夾斷而突然變成零，溝道中此時必然還有一個電流在流動，形成的壓降正好維持溝道的夾斷狀態(UGS=0，UDS=UP)時，夾斷后電流可以看做是溝道中左側進入夾斷區的電子，全部都可以被由UDS形成的沿溝道方向的電場掃向漏極，形成由漏極向源極的電流。圖2-86結型場效應管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較小；(c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP·

繼續增大UDS，使UDS>UP，溝道被夾斷的范圍將擴大，如圖2-86(e)所示。溝道的總長度為L，夾斷的溝道長度用ΔL來表示，夾斷區左端的電位為UP，表示上下空間電荷層剛相碰，電壓UP加在未夾斷的溝道長度上，而UDS－UP應該完全加在夾斷區。如果滿足ΔL>>L，則從源極到夾斷點的溝道形狀與UDS=UP時基本相同，且流過溝道的電流基本保持不變。因此UDS>UP后，電流ID基本等于IDS，處于飽和狀態，IDS稱為飽和電流。若ΔL與L可比，則電壓UP應降落在長度為L－ΔL的一段溝道內，溝道長度減小，相應的電阻也將減小，此時，ID隨IDS將有顯著增加。圖2-86結型場效應管工作原理(a)UDS=0；(b)UDS較小；(c)UDS增大；(d)UDS=UP；(e)UDS>UP·

進一步使UDS加大，將會發生柵結的雪崩擊穿，電流突然增大。

綜合上述，UGS=0時源、漏間電壓電流關系如圖2-87所示。

圖2-87

UGS=0時結型場效應管的伏安特性(2)UGS<0。

源、漏間存在一個固定的直流負偏壓，這時源、漏間的電壓、電流關系與UGS=0完全相似，只是由于存在負偏壓，柵結的空間電荷層將展寬，即N區的空間電荷層有所擴展，使溝道較UGS=0時為窄，電阻更大。不同點可歸納如下:①由于溝道變窄，呈現電阻加大，源、漏間的電壓、電流關系曲線開始的一段線性部分的斜率變小，|UGS|越大，斜率就越小。

②隨著|UGS|的加大，即使UGS=0，單獨加于柵、源間的負偏壓UGS也可以使溝道全部處于夾斷狀態，這時|UGS|=UP。

③較小的UDS下，溝道就可出現夾斷，即曲線較早轉為水平，夾斷電壓和飽和電流值都小于UGS=0時的值。

④柵結發生擊穿的UDS值小于UGS=0時的UDS值。綜上所述，畫出以UGS為參變量的結型場效應管的源、漏間電壓、電流關系曲線族，如圖2-88所示。進一步可以畫出在固定的UDS下ID與UGS的關系曲線，稱為轉移特性曲線，如圖2-89所示。UDS的值應大于夾斷電壓UP值，即ID進入飽和狀態后的某一UDS值。UGS=0時，在UDS>UP的情況下(即溝道已被夾斷)，對應的ID用IDSS表示(IDSS表示源、漏間飽和電流的最大值)，由轉移特性曲線可得(2-119)由式(2-119)可得：UGS=0時ID=IDSS，UGS=UP時ID=0。圖2-88結型場效應管的伏安關系曲線族圖2-89結型場效應管轉移特性曲線3)特性參數

(1)輸出電阻rD：又稱為漏極動態電阻，定義為

同時，可定義輸出電導gD為輸出電阻的倒數，即

gD又稱為漏極微分電導。假如場效應管的輸出特性曲線在溝道夾斷之后為平行于橫軸的直線，則應有rD=∞，gD=0。實際上，曲線微向上傾斜，有一定的斜率，故rD和gD為一定值。(2-120)(2-121)(2)跨導gm：在一定的UDS下，柵壓UGS對源、漏間電流ID的控制能力，定義為

根據式(2-119)，可求出(2-122)令UGS=0時，則有

以|gm/gm0|為縱坐標，|UGS|/UP為橫坐標，畫出一條直線，表示歸一化跨導與歸一化柵壓的關系，如圖2-90所示。

(2-1232)圖2-90

|gm/gm0|與|UGS|/UP的關系3.金屬半導體場效應管

金屬半導體場效應管(MESFET)也稱為肖特基勢壘柵場效應管，其工作原理與結型場效應管類似。這種晶體管可工作于射頻及微波頻段，是一種重要的微波場效應管。由于GaAs材料具有優越的微波性能，GaAsMESFET成為我們關注的重點。圖2-107

GaAsMESFET的結構示意圖4)等效電路

圖2-113給出了GaAsMESFET的管芯等效電路。圖中：CGS是柵源部分的耗盡層結電容；CDG是柵漏部分的耗盡層結電容；Cd是溝道中電荷偶極層的電容，即疇電容，在一般簡化電路中往往忽略；RGS是柵源之間未耗盡層的溝道電阻；gD是漏極的微分電導，表示漏源電壓UDS對漏電流ID的控制，反映總的溝道電阻的作用，它與UDS和UGS都有關系；CDS是漏極和源極之間的襯底電容；RG、RS和RD分別為柵極、源極和漏極的串聯電阻；gm是MESFET的小信號跨導，gmUGS表示受控電流源。一個典型C波段低噪聲GaAsMESFET的等效電路元件參數如表2-6所示。圖2-113

MESFET的管芯等效電路表2-6

C波段低噪聲GaAsMESFET等效電路元件參數值4.異質場效應管

異質場效應管的典型代表是高電子遷移率晶體管(HEMT)。高電子遷移率晶體管也稱為調制摻雜場效應管(Modulation-DopedFieldEffectTransistor，MODFET)，它利用不同半導體材料(如GaAlAs-GaAs)異質結帶隙能上的差別，可以極大地提高MESFET的最高頻率，并保持低噪聲性能和高功率特性。1)結構

圖2-118給出了HEMT的基本結構。圖中最上部的N+型GaAs層是為了提供良好的源極和漏極接觸電阻，形成源極和漏極引線的歐姆接觸；在柵極下形成金屬引線與半導體的金半接觸；最下部為半絕緣的GaAs襯底。在N型GaAlAs和非摻雜的GaAs之間加了一層非摻雜的GaAlAs薄層。由于結構中各層的厚度均很薄，摻雜濃度相差又很大，控制精度要求高，因此不能采用通常的工藝，需用分子束外延工藝來完成，其成本比GaAsMESFET要高得多。圖2-118

HEMT的基本結構HEMT基本上由異質結構組成，這些異質結構具有協調的晶格常數以避免各層之間的機械張力，如GaAs和InGaAs-InP界面。對于有不協調晶格的異質結構的研究還在不斷地進行著，例如，較大的InGaAs晶格被壓縮在較小的GaAs晶格上，這種器件稱之為假晶體(Pseudomorphic)HEMT或簡稱為pHEMT。2)工作原理

HEMT的特性來源于GaAlAs-GaAs異質結的特殊能帶結構，GaAlAs和GaAs緊密接觸形成異質結后的能帶結構如圖2-119所示。可見，電子從摻雜GaAlAs層和未摻雜GaAs層界面上的施主位置分離出來，進入到GaAs層一側的量子勢阱中。電子被局限于非常窄(約10nm厚)的層內，在垂直于界面的方向上受到阻擋，只可能作平行于界面的運動，形成所謂的二維電子氣(Two-DimensionalElectronGas，2DEG)。由于這部分電子在空間上已脫離了原來施主雜質離子的束縛，在運動過程中受到的雜質散射的影響大大減小，因此載流子遷移率大為提高，尤其是在低溫下因受到晶格散射的影響很小，遷移率的增大更加顯著，遷移率可達9000cm2/(V·s)甚至2×105cm2/(V·s)，載流子在薄層內表面上的密度可達1012～1012cm－2量級。在圖2-118所示結構中，在N型GaAlAs層和非摻雜的GaAs層之間插入一層非摻雜的GaAlAs薄層，使二維電子氣中的電子在空間上與原來附屬的施主雜質進一步脫離，可使遷移率進一步提高。但是這一非摻雜的GaAlAs薄層會使二維電子氣濃度下降，故厚度要恰當選擇。圖2-119

HEMT的GaAlAs-GaAs界面的能帶圖在形成二維電子氣后，二維電子氣中的電子可以在外加漏極電壓UDS的作用下由源極向漏極流動，形成漏極電流ID。外加柵壓UGS形成的肖特基勢壘區中的載流子耗盡層，影響

從N型GaAlAs一側進入GaAs一側而形成的二維電子氣濃度，通過控制UGS就可控制漏極電流ID。可見HEMT的結構與工作原理類似于MESFET，又有所不同。因此，HEMT器件又可稱做二維電子氣場效應管(Two-DimensionalElectronGasFieldEffectTransistor，2DEGFET或DEGFET)。3)電壓電流關系

HEMT也可以工作在兩種工作模式下。當N型GaAlAs層較厚時，零柵壓時肖特基勢壘不足以影響二維電子氣濃度；當外加柵壓時，二維電子氣濃度逐漸降低，相應的ID逐漸減

小；負柵壓達到一定程度時ID接近截止，稱為耗盡型。當N型GaAlAs層較薄時，零偏壓下的肖特基勢壘已足以影響二維電子氣濃度并使之接近于零，使ID截止；只有適當在柵極上加正向偏壓，才能使ID逐漸增加，這稱為增強型。一般耗盡型模式用于微波器件，而增強型模式用于大規模數字集成電路。4)特性

HEMT最突出的特性是高工作頻率和低噪聲，與MESFET類似，HEMT的高頻特性也取決于渡越時間和電子遷移率。由于載流子的高遷移率，HEMT的特征頻率和最高振蕩頻率遠高于MESFET。當前工藝水平下，HEMT的工作頻率已經可超過100GHz。目前正在開展的研究，如GaInAs-AlIn異質結、包含多個2DEG溝道的多層異質結構，均有望將其工作頻率提高到更高的水平。GaAs基PHEMT材料結構及其制備方法

本申請適用于半導體技術領域,提供了GaAs基PHEMT材料結構及其制備方法,該GaAs基PHEMT材料結構包括:GaAs襯底;復合緩沖層,設置于GaAs襯底上表面;多周期超晶格層,設置于復合緩沖層上表面;有源層,設置于多周期超晶格層上表面;帽層,設置于有源層上表面。本申請的復合緩沖層具有更大的帶隙寬度,復合緩沖層中的原子與GaAs襯底中的雜質原子具有更強的結合能,能有效隔離和屏蔽GaAs襯底中的雜質和缺陷,提高GaAs襯底隔離效果。BipolarTransistor雙極性晶體管

BJT（BipolarJuctionTransistor雙極結型晶體管）

HBT（HeterojunctionBipolarTransistor異質結雙極晶體管）

FieldEffectTransistor（FET）場效應晶體管

JFET（JunctionFET結型場效應晶體管）

MOSFET（MetalOxideSemi-conductorFET金屬-氧化物半導體場效應晶體管）做在Silicon上，用Oxide做隔離

MESFET（MetalSemi-conductorFET金屬-半導體場效應晶體管）

HEMT（HighElectronMobilityTransistor高電子遷移率晶體管）

PHEMT（PseudomorphicHEMT）它的截面不是真正的結晶，比HEMT性能更好

硅基BJT

橫截面圖 5.1微波晶體管的S參數

工作在微波波段的晶體管，其內部參數是一種分布參數，對于某特定頻率可以用集總參量來等效，但是用這種等效電路進行分析很難得到一個明確的結論，且計算繁瑣，也很難測得等效電路各參數值。因此這種等效電路可以用來說明微波晶體管工作的物理過程，但不便用來計算。

為便于工程應用，常把在小信號工作狀態下的微波晶體管看成是一個線性有源二端口網絡，如圖5-1所示，并采用S參數來表征微波晶體管的外部特性。圖5-1用S參數表示微波晶體管特性設圖5-1中輸入端和輸出端所接傳輸線的特性阻抗均為50Ω，ZL為終端負載阻抗，ZS為信號源阻抗，Ui1、Ur1和Ui2、Ur2分別表示輸入端口和輸出端口的入射波、反射波，a1、a2為歸一化入射波，b1、b2為歸一化反射波，即(5-1)由圖5-1可寫出線性網絡方程為

b1=S11a1+S12a2

b2=S21a1+S22a2

根據S參數定義得到(5-3)(5-2a)(5-2b)由式(5-3)可以按定義測量晶體管的S參數，式中S11是晶體管輸出端接匹配負載時的輸入端電壓反射系數；S22是晶體管輸入端接匹配負載時的輸出端電壓反射系數；S21是晶體管輸出端接匹配負載時的正向傳輸系數；S12是晶體管輸入端接匹配負載時的反向傳輸系數。因S21≠S12，故有源器件二端口網絡是非互易網絡。一般可用微波網絡分析儀測量管芯或封裝后的器件S參數。從實測數據中可知，S參數隨頻率而變化，因此，必須在使用頻率和具體電壓、電流工作點情況下，測量器件的S參數，作為設計放大器的依據。 5.2微波晶體管放大器的功率增益

功率增益是微波晶體管放大器的重要指標之一，它與晶體管輸入、輸出端所接負載有關，研究它的目的在于選擇合適的輸入信號源阻抗ZS和負載阻抗ZL的數值，以得到所需的功率增益。常用的微波晶體管放大器的功率增益表示方法有三種：實際功率增益、資用功率增益、轉換功率增益。不管是哪種增益，都表示放大器功率放大的能力，只是表示的方法和代表的意義不同而已。5.2.1晶體管端接任意負載時的輸入、輸出阻抗

圖5-2為微波晶體管放大器的簡化框圖，圖中負載端與信源端的反射系數分別為

根據網絡S參數與阻抗、反射系數之間的關系，可導出下面的表達式:(5-4)(5-5a)(5-5b)(5-5c)圖5-2晶體管放大器作為二端口網絡方框圖輸入端反射系數為

輸入阻抗為

將輸入端信號源短路，接阻抗ZS，可求得輸出端反射系數為(5-6a)(5-6b)(5-7)輸出阻抗為

如果放大器的輸入端和輸出端匹配，則ΓS=0，ΓL=0，可得Γin=S11，Γout=S22。若S12很小，則說明晶體管輸出端對輸入端影響很小，即當S12≈0時，同樣有Γin≈S11，Γout≈S22，此時晶體管稱為單向化器件。(5-8)射頻源傳輸最大功率條件

復共軛匹配實現為

電源可用資用功率

5.2.2微波晶體管放大器的輸入、輸出功率

為了求功率增益，首先要求出放大器的輸入功率和輸出功率。首先分析輸入端口，根據圖5-2可得

入射功率：

Pinc=|a1|2

(5-9a)

反射功率:

Pref=|b1|2

(5-9b)

放大器輸入功率:

Pin=|a1|2－|b1|2=|a1|2(1－|Γin|2)

(5-9c)信號源資用功率:

信號源資用功率表示網絡輸入端共軛匹配時放大器的輸入功率。實際放大器的輸入功率與反射系數ΓS和Γin有關。若設信號源接匹配負載時的歸一化入射波為aS，則有

a1=aS+b1ΓS=aS+ΓinΓSa1

(5-10)(5-11)代入式(5-9c)得

由此可見，資用功率Pa只與信號源有關，而與負載無關。

用以上方法分析圖5-2中的輸出端口，可得對負載ZL的輸入功率為

PL=|b2|2－|a2|2=|b2|2(1－|ΓL|2)

(5-14)(5-12)(5-13)設a0為放大器輸出端的歸一化入射波，則有

b2=a0+a2Γout=a0+b2ΓLΓout

由式(5-14)得到負載的輸入功率為(5-15)(5-16)式中，a0是信號源的電壓波aS經過放大器放大后所產生的，它可用aS表示。將式(5-2b)、(5-5c)和(5-11)代入式(5-15)，可求得a0為

因此，用aS表示的負載上得到的功率PL為(5-17)(5-18)當ΓL=Γ*out時(即共軛匹配)，網絡輸出資用功率為

由此可見，網絡輸出端資用功率僅決定于圖5-2中的網絡內部參數，與外電路負載無關(注意：這是在外電路負載與網絡Γin、Γout處于共軛匹配情況下而獲得的結論)。

5.2.3三種功率增益

微波放大器的功率增益有三種不同的定義。(5-19)

1.實際功率增益GP

GP定義為負載所吸收的功率PL與輸入功率Pin之比，即(5-20)式中：C2=S22－S*11Δ，Δ=S11S22－S12S21。

功率增益GP與晶體管S參數及負載反射系數有關，因此利用此式便于研究負載的變化對放大器功率增益的影響。

2.轉換功率增益GT

GT定義為負載吸收的功率PL與信號源輸出的資用功率Pa之比，即

轉換功率增益GT表示插入放大器后負載上得到的功率比無放大器時得到的最大功率所增加的倍數。它的大小與輸入端和輸出端的匹配程度有關。當輸入端、輸出端都滿足傳輸線匹配時，即ΓS=ΓL=0，則由上式可知

GT=|S21|2

(5-22)(5-21)此式說明了晶體管自身參數|S21|2的物理意義，但這樣并未充分發揮晶體管用作放大器的潛力。只有共軛匹配才能傳輸最大功率，即滿足ΓS=Γ*in，ΓL=Γ*out時，GT達GTmax稱為雙共軛匹配。

3.資用功率增益Ga

Ga定義為負載吸收的資用功率PLa與信號源輸出的資用功率Pa之比。它是在放大器的輸入端和輸出端分別實現共軛匹配的特殊情況下放大器產生的功率增益，也是在輸出端共軛匹配情況下的轉換功率增益。

(5-23)

4.三種功率增益之間的聯系

式中：M1和M2分別為輸入端和輸出端的失配系數。容易證明(5-24)

一般情況下，M1<1，M2<1，所以GT<GP，GT<Ga，雙共軛匹配時，M1=M2=1，此時，

GTmax=GPmax=Gamax

(5-25c)(5-25a)(5-25b)

【例5-1】

三種功率增益的計算。

已知：信號源阻抗ZS=20Ω，負載阻抗ZL=30Ω，場效應管在10GHz、50Ω系統中的S參數為

S11=0.45∠150°

S12=0.01∠－10°

S21=2.05∠10°

S22=0.40∠－150°

計算實際功率增益GP、轉換功率增益GT、資用功率增益Ga。

解：參見圖5-2，源和負載反射系數、輸入和輸出反射系數分別為因此三個功率增益分別計算如下:

5.3微波晶體管放大器的穩定性

保證放大器穩定工作是設計微波放大器最根本的原則。由于微波晶體管S12的作用會產生內部反饋，可能使放大器工作不穩定而導致自激，為此必須研究在什么條件下放大器才能穩定地工作，通常根據穩定性程度的不同可分為兩類：

(1)絕對穩定或稱無條件穩定：在這種情況下，負載阻抗和源阻抗可以任意選擇，放大器均能穩定地工作。

(2)潛在不穩定或稱有條件穩定：在這種情況下，負載阻抗和源阻抗只有在特定的范圍內選擇，放大器才不致產生自激。理論上分析放大器能否產生自激可從放大器的輸入端或輸出端是否等效為負阻來進行判斷。根據放大器輸入阻抗與反射系數的模值關系，得到

式中：Zin=Rin+jXin。當Rin<0時，|Γin|>1，放大器產生自激；當Rin>0時，|Γin|<1，放大器工作穩定。同樣，對放大器輸出端口，當|Γout|>1時，放大器工作不穩定；當|Γout|<1時,放大器工作穩定。因此，|Γin|和|Γout|與1的大小關系為放大器工作是否穩定的判據。(5-26)5.3.1穩定性判別圓

當負載反射系數ΓL改變時，放大器輸入端口反射系數Γin的變化情況已由式(5-6a)給出:

可見，Γin和ΓL是分式線性變換的關系。因此可以利用復變函數中保角映射的概念，如圖5-3所示。

在Γin復平面上的單位圓(|Γin|=1)映射到ΓL復平面上仍是圓，稱之為S2圓。S2圓將ΓL平面分成圓內區及圓外區兩部分：一部分對應Γin平面上的單位圓內(|Γin|<1)，另一部分對應Γin平面上單位圓外(|Γin|>1)。(5-27)圖5-3穩定性判別圓的概念Γin圓映射到ΓL復平面的圓稱為S2圓由式(5-27)可見，ΓL=0時Γin=S11，因此ΓL平面的原點(ΓL=0)和Γin平面上的S11點互為映射點。一般情況下，|S11|<1，如圖5-3(a)所示，S11點落在Γin單位圓內。這意味著在ΓL平面上由S2圓分界時，包含原點的那部分正好對應Γin單位圓內(|Γin|<1)，輸入端口不呈現負阻，放大器是穩定的。同時在ΓL平面上由S2圓分界的、不包含原點的那部分則對應Γin單位圓外(|Γin|>1)，輸入端口呈現負阻，放大器不穩定。如圖5-3(c)所示，S2圓外區域是不穩定的，S2圓內區域是穩定的。在無源負載的情況下，|ΓL|<1，因此在圖中僅將ΓL單位圓(|ΓL|=1)內的不穩定區劃作陰影，這些ΓL值一般是不應選用的。簡言之，在|S11|<1的條件下，S2圓將ΓL平面分成圓內、外兩部分，其中包含原點(|ΓL|=0)的部分是穩定區，另一部分是不穩定區。因此S2圓為輸入端口“穩定性判別圓”。下面我們來推導S2圓方程，即確定S2圓的圓心位置(ρ2)和半徑(r2)，實際上就是由式(5-27)解出滿足|Γin|=1的ΓL值。由

得 |S11－ΔΓL|2=|1－S22ΓL|2

利用復數絕對值恒等式的關系，得

|ΓL|2(|S22|2－|Δ|2)－2Re［Г*L(S22－S11Δ*)］+1－|S11|2=0

(5-28)

可見，式(5-28)是負載反射系數ΓL的二次方程，可進一步改寫成

|ΓL－ρ2|2=r2

(5-29)

顯然，式(5-29)是ΓL復平面上用極坐標表示的一個圓方程，即S2圓。式中:(5-30)

由于各晶體管的S參數不同，因而在ΓL復平面上S2圓的位置、大小及與單位圓的相對關系也就不同。但綜合來看，無非是兩種情況、六種可能性(見圖5-4)。在圖5-4中，用陰影標明了ΓL單位圓內的不穩定區。圖5-4(a)、(b)為絕對穩定的情況，圖5-4(c)、(d)、(e)、(f)為潛在不穩定情況。(5-30)半徑圖5-4

ΓL平面上的穩定性判別圓(|S11|<1的情況)5.3.2絕對穩定的充要條件

既然在|S11|<1的情況下，有絕對穩定和潛在不穩定兩種情況，因此就希望有一個絕對穩定的判別準則。根據此準則，可事先判定放大器是絕對穩定的，還是潛在不穩定的。

1.必要條件

由式(5-30)可得到ρ2與r2之間的關系為(5-32)由圖5-4可知，(a)、(b)為絕對穩定情況，由圖(a)可見，

|ρ2|－r2>1

于是

|ρ2|2>(r2+1)2

(5-33)

將式(5-30)、(5-31)代入式(5-33)得(5-34)由于圖5-4(a)中|ρ2|>r2，由式(5-32)可知

|S22|2－|Δ|2>0

因此可得

1－|S11|2>2|S12S21|+|S22|2－|Δ|2

(5-35)

同理，對于圖5-4(b)，則有

r2－|ρ2|>1

(5-37)(5-36)于是

|ρ2|2<(r2－1)2

(5-38)

將式(5-30)、式(5-31)代入式(5-38)，得

考慮到圖5-4(b)中|ρ2|<r2，即|S22|2－|Δ|2<0，故上式化為不等式換號:

1－|S11|2>2|S12S21|+|S22|2－|Δ|2

(5-39)

得

因此，穩定系數K>1是輸入端口絕對穩定的必要條件。對某一晶體管，測得其S參數，根據式(5-36)即可判斷其穩定與否。(5-40)

2.充分條件

若將式(5-40)中的K>1倒推回去，則式(5-38)并不一定使式(5-37)成立。為此必須增加一個條件，即r2>1，才能保證充分性，從圖5-4(b)亦可看出這個條件。如果僅有K>1，則可能出現圖5-4(f)的潛在不穩定情況。因此只檢驗K>1是不充分的。由r2>1得

即 |S12S21|>||S22|2－|Δ|2|代入|S22|2－|Δ|2<0的條件(見圖5-4(b))，式(5-40)可改寫為

|S12S21|>|Δ|2－|S22|2

(5-41)

將式(5-39)代入式(5-41)，得

|S12S21|>2|S12S21|－1+|S11|2

即

1－|S11|2>|S12S21|

(5-42)

因此，增加式(5-42)作為絕對穩定的充要條件之一。

再從圖5-4(a)可得出，當|S22|2－|Δ|2>0和K>1時，由式(5-35)得

1－|S11|2>2|S12S21|+|S22|2－|Δ|2>|S12S21|

(5-43)至此，證明了圖5-4(a)、(b)輸入端口絕對穩定的充要條件為

K>1

1－|S11|2>|S12S21|

(5-44)

采用同樣的方法考慮ΓS平面上的穩定判別圖(S1圓)，亦可證明輸出端口絕對穩定的充要條件為

K>1

1－|S22|2>|S12S21|

(5-45)

因此，保證晶體管放大器兩個端口都絕對穩定，兩端口網絡的輸入端和輸出端絕對穩定的充要條件為

實際上可以證明，若K>1成立，則1－|S11|2和1－|S22|2一定同時大于或同時小于|S12S21|，因此只需檢驗其中兩項，即式(5-44)或式(5-45)就能作為晶體管雙口網絡絕對穩定的充要條件。(5-46)應當指出，式(5-46)是一個比較嚴格的判據。當考慮到端口的負載時，則只需滿足|ΓinΓS|<1，|ΓoutΓL|<1。而實際情況下，總是滿足|ΓS|<1|和|ΓL|<1的條件。

【例5-2】穩定圓的計算。

場效應管在2GHz頻率，50Ω系統中的S參數為

S11=0.894∠－60.6°

S21=3.122∠123.6°

S12=0.020∠62.4°

S22=0.781∠－27.6°

確定穩定性，在圓圖上標明穩定區。

圖5-5穩定圓的計算S1:inputplanestabilitycircle;stableoutside;K=-0.01;s11=0.894/-60.6?s12=0.02/64.2?s21=3.12/124?s22=0.781/-128?S2:outputplanestabilitycircle;stableoutside;K=0.61;s11=0.894/-60.6?s12=0.02/62.4?s21=3.12/124?s22=0.781/-27.6? 5.4微波晶體管放大器的噪聲系數

噪聲系數是小信號微波放大器的另一重要性能指標，前面分析器件的噪聲特性時，僅從本征晶體管的等效電路出發，沒有考慮寄生參量的影響。但考慮寄生參量后，再用等

效電路來計算實際放大器的噪聲系數就變得很復雜。因此仍用等效兩端口網絡來研究放大器的噪聲系數，以及噪聲系數和源阻抗的關系。5.4.1有源兩端口網絡噪聲系數的一般表達式

微波放大器不管是共發射極(共源極)或共基極(共柵極)電路，都可以用一個有噪聲的兩端口網絡表示，如圖5-6(a)所示。當研究這個網絡的內部噪聲時，將其內部噪聲全部等效到輸入端，表示為一個等效噪聲電壓源和一個等效噪聲電流源，而放大器本身變成理想無噪聲網絡，如圖5-6(b)所示。計算噪聲系數時，可去掉無噪聲網絡，電路如圖5-6(c)所示。圖5-6有源二端口等效噪聲網絡根據噪聲系數定義，用短路電流法求F:

式中:

假定網絡內部的噪聲與信源內阻產生的噪聲是不相關的，則網絡輸出端總的短路噪聲均方值為(5-47)(5-48)網絡總輸出噪聲的電流均方值信源噪聲在網絡輸出端的電流均方值

(5-49)(5-50)由于網絡輸入端的等效噪聲電流源和之間是部分相關的，故將分成兩部分：in和un不相關，(in－iu)與un相關，并分別表示為(5-51)式(5-51)中：Gu稱為等效噪聲電導；Yr稱為相關導納，是相關噪聲電流和等效噪聲電壓源之間的比例系數，可表示為 Yr=Gr+jBr

(5-52)

故可得(5-53)將所求各值代入式(5-47)得(5-54)由式(5-54)可見，放大器在信源導納一定的情況下，其網絡噪聲系數由等效噪聲電阻Rn、等效噪聲電導Gu、相關導納Gr和Br四個參量決定。這些噪聲參量完全取決于有源二端口網絡自身的噪聲特性，與網絡工作狀態和工作頻率有關，而與外電路無關。

噪聲系數的大小與信源導納有關，對于固定的有源網絡，如果改變源的導納，則可獲得最小噪聲系數Fmin為

Fmin=1+2Rn(Gr+Gopt)

對于任意源，導納噪聲系數的表達式為(5-55)式中的四個參量為等效噪聲電阻Rn、最小噪聲系數Fmin、最佳源電導Gopt和電納Bopt，均可以通過測量來確定。

為便于應用，將式(5-55)變換為信源反射系數的函數，并直接在反射系數的復平面上用圖解法確定噪聲系數。

利用輸入導納與反射系數的關系式，即

由式(5-55)得到

令RnYo=N′(這是一個確定的噪聲參量)，則上式可化簡為(5-56)

式中:

由式(5-56)可知，噪聲系數與ΓS存在一定的關系，它隨信源反射系數ΓS或信源導納YS而變化。因此，可利用此關系在ΓS復平面內確定噪聲系數。

5.4.2等噪聲系數圓

由式(5-56)當F＝常數時，可得到ΓS的二次方程:(5-57)

當F為常數時，N亦為常數，且F≥Fmin，故N>0。于是式(5-57)可寫為

|ΓS－Γopt|2=N(1－|ΓS|2)

將方程式展開，并按圓方程配方，最后得

即

圓心位置

圓半徑(5-58c)(5-58a)(5-58b)

式(5-58)為在ΓS平面上的一個圓，稱為等噪聲系數圓，如圖5-7所示。由式(5-58)和圖5-7可看出，對應不同的F值，有一系列相應的等噪聲系數圓，它們的圓心都在原點到Γop的連線上。

最后指出，在圓圖上，可以把等噪聲系數圓、穩定性判別圓、等功率增益圓同時畫出來，在選擇ΓS時，可以利用等F圓、等G圓兼顧噪聲和增益的要求，又可避開放大器的

不穩定區。圖5-7等噪聲系數圓

5.5小信號微波晶體管放大器的設計

設計微波放大器的過程就是根據應用條件、技術指標要求完成以下步驟：首先選擇合適的晶體管，然后確定ΓS和ΓL，再設計能夠給出ΓS和ΓL的輸入、輸出匹配網絡，最后用合適的微波結構實現，目前主要是采用微帶電路。

對于小信號微波放大器的設計，主要有低噪聲設計、單向化設計、雙共軛匹配設計、等增益設計、寬頻帶設計等方法。5.5.1微波晶體管放大器基本結構

圖5-8是小信號微波晶體管放大器的框圖。圖5-8(a)表示放大器由器件和輸入、輸出匹配網絡組成，圖5-8(b)為放大器典型的模型。

微波晶體管放大器的設計按最大增益和最小噪聲的出發點不同，匹配網絡的設計方法也不同。下面將分別進行討論。根據微波晶體管放大器應用頻段和要處理的信號電平的不同，匹配網絡可以是集中參數的或分布參數的。集中參數網絡(分立元件)是電感和電容的組合，而分布參數網絡可以

是同軸型的、帶線型的、微帶型的和波導型的。圖5-8小信號微波晶體管放大器的框圖(a)由器件和輸入、輸出匹配網絡組成的放大器；(b)放大器典型的模型圖5-9給出基本分立元件L型匹配電路的8種結構，對于寬帶匹配網絡可以使用T型或Π型結構。具體電路設計中要注意電路結構的匹配禁區。可以用圓圖或解析的方法計算出

每個元件的值。分立元件匹配網絡主要用于微波低端和微波MMIC電路中。圖5-9分立元件匹配網絡的8種電路結構圖5-9分立元件匹配網絡的8種電路結構由于微波晶體管尺寸小、阻抗低，因而用于波導的高阻抗場合時，匹配很難解決。若把晶體管和微帶電路結合起來，則在結構和匹配方面都可以得到滿意的結果。不論是輸入匹配網絡，還是輸出匹配網絡，按其電路結構形式可分為三種基本結構形式，即并聯型網絡、串聯型網絡和串-并聯(或并-串聯)型匹配網絡。基本的并聯型和串聯型微帶匹配網絡的結構形式如圖5-10所示。圖中端口1和端口2分別為微帶匹配網絡的輸入端口和輸出端口。對于并聯型匹配網絡而言，并聯支節的終端3，根據電納補償(或諧振)的要求和結構上的方便，可以是開路端口，也可以是短路端口；并聯支節微帶線的長度按電納補償(或諧振)的要求來決定；主線L、L1和L2的長度由匹配網絡兩端要求匹配的兩導納的電導匹配條件來決定。對于串聯型匹配網絡，四分之一波長阻抗變換器及指數線阻抗變換器只能將兩個純電阻加以匹配，所以在串聯型匹配網絡中需用相移線段L1和L2將端口的復數阻抗變換為純電阻。圖5-10微帶匹配網絡的基本結構形式(a)并聯型匹配網絡；(b)串聯型匹配網絡圖5-10微帶匹配網絡的基本結構形式(a)并聯型匹配網絡；(b)串聯型匹配網絡圖5-11為單級共射(源)極微帶型微波晶體管放大器的典型結構形式，其輸入匹配網絡采用了Γ型并聯匹配網絡，輸出匹配網絡采用反Γ型并聯匹配網絡，基(柵)極和集電(漏)極采用并聯饋電方法供給直流電壓，直流偏置電路采用了典型的四分之一波長高、低阻抗線引入，在理想情況下，偏置電路對微波電路的匹配不產生影響。圖中C是微帶隔直流電容。圖5-11單級微帶型放大器結構在實際應用中，一級晶體管放大器的增益常常不滿足要求，而要用多級放大器來達到要求的增益。多級放大器的首要問題是確定放大器級間的連接方式。級間的連接方式分為兩大類，如圖5-12所示。一類是每級設計成各自帶有輸入、輸出匹配網絡的單級放大器，級間用短線連接；另一類是級間用一個匹配網絡直接匹配。前者便于根據增益要求任意增減級數，但結構較松散；后者結構緊湊，但不便任意增減級數。前者設計簡單，每級設計相同；后者第一級輸入匹配網絡、級間匹配網絡和末級輸出匹配網絡設計不同。圖5-12多級放大器結構形式第一種類型的多級放大器的設計方法基本上與單級放大器的相同，只是須考慮若每級的功率電平量級不同，則每只晶體管的S參量就可能不同。第二種類型的多級放大器的級間匹配網絡須完成前級輸出阻抗到后級輸入阻抗的變換，也就是說既達到前級要求的輸出阻抗，又達到后級要求的輸入阻抗。如果按最大功率增益設計，可以從前向后，也可以從后向前逐級設計；若按照最小噪聲系數設計，則總是從前向后設計，以保證每級輸入匹配網絡都按低噪聲設計。5.5.2設計指標和設計步驟

微波晶體管放大器性能的好壞，首先取決于晶體管本身的性能，第二取決于晶體管S參數測量的精度，第三取決于設計方法的優劣。所以設計微波晶體管放大器的任務是要在給定的工作頻帶內設計輸入、輸出匹配網絡，除滿足一定的增益、噪聲系數要求外，還需滿足輸入、輸出駐波比的要求。

1.設計指標

·頻率范圍。

·增益。

·噪聲。

·其他：動態范圍、功率、電源、接口條件、體積、重量、溫度范圍、振動、沖擊、鹽霧、循環濕熱等。

2. 設計步驟

(1)選晶體管。一般要求晶體管的特征頻率fT不低于3～5倍的工作頻率。

(2)確定電路形式及工作狀態。一般選用共射(共源)組態，根據噪聲系數、增益和動態范圍來確定偏壓和電流大小。

(3)判斷穩定性。測量晶體管的［S］、Fmin、Γop(或由廠商給出)，判斷其穩定性。

(4)設計輸入和輸出匹配電路。根據需要設計出LNA或高增益的匹配網絡。

放大器設計過程可以總結為圖5-13所示的流程圖。圖5-13放大器設計流程圖5.5.3高增益放大器的設計

對于高增益放大器，應根據對增益和平坦度的要求來設計輸入和輸出匹配網絡。放大器設計流程已在圖5-13示出。圖中Gma為K>1時的資用功率增益，G'ma為K<1時的資用功率增益。

1.單向化設計

一般晶體管的S12很小，尤其是FET，S12更小。忽略S12的設計方法稱為單向化設計。將式(5-21)代入S12=0，可得單向化轉換功率增益GTu為

式中:

G0=|S21|2(5-59)表示晶體管輸入和輸出均接阻抗Z0時的正向轉換功率增益；

表示由晶體管輸入端與源之間的匹配情況所決定的附加增益(或損耗)；

表示由晶體管輸出端與負載之間的匹配情況所決定的附加增益(或損耗)。當晶體管輸入、輸出兩端口都滿足共軛匹配時，有

獲得最大單向轉換功率增益為(5-60)(5-61)顯然，單向化后，增益表達式由三個獨立的部分組成，因而使分析和設計簡單化。但S12小到什么程度才可以采用單向化設計，它又會產生多大誤差，下面將分析容許誤差極限值。

為了估計實際轉換功率增益與單向轉換功率增益的差別，由式(5-31)得到

式中：(5-62)定義單向化雙共軛匹配條件下的|x|為單向化優質因數，并用u表示，即

GT與GTu之間的誤差范圍為(5-63)(5-64)實際設計時，若u<0.12，則計算功率增益誤差不超過1dB。

目前微波晶體管放大器已普遍采用計算機輔助設計，但仍可用上述單向化設計為CAD提供初值。

2.非單向化設計

最大功率增益只有在放大器處于絕對穩定工作狀態，其輸入和輸出端同時實現共軛匹配時才能獲得。如圖5-8中輸入匹配網絡M1，將Γ′變換到ΓS，輸出匹配網絡M2將Γ'L變換到ΓL，同時滿足下面的聯立方程:

式中：ΓS、ΓL是從晶體管端口向信源或負載看去的反射系數。式(5-65)求解后得到雙共軛匹配的條件為(5-66)(5-65)(5-67)式中:

B1=1+|S11|2－|S22|2－|Δ|2

B2=1－|S11|2+|S22|2－|Δ|2

C1=S11－S*22Δ

C2=S22－S*11Δ

經過分析可知，在放大器絕對穩定的條件下進行雙共軛匹配設計時，ΓSm和ΓLm都取式(5-66)、式(5-67)帶負號的解，這樣將S參數代入后，即可求得一組|ΓSm|<1、|ΓLm|<1的源和負載的反射系數，并以此作為設計輸入、輸出匹配網絡的依據。在雙共軛匹配情況下，放大器的轉換功率增益、實際功率增益和資用功率增益相等，常用MAG(最大可用功率增益)表示：(5-68)式中：K為穩定系數，同樣取式(5-68)帶負號的解。當K＝1(臨界情況)時，式(5-68)變為

MSG是最大穩定功率增益。實際上放大器的功率增益不可能有這樣大，但可以利用式(5-68)、式(5-69)初步估算晶體管在絕對穩定條件下的最大功率增益。(5-69)由于S參數和匹配網絡均具有頻率特性，因此上述設計方法只能對一個頻率滿足共軛匹配。在設計窄帶放大器時，由于器件的S21隨頻率上升而下降，因而把頻帶的高端設計成共軛匹配，獲得最大增益，而頻帶低端設計成失配，以降低增益，使它與高端增益相接近，從而保證頻帶內增益平坦。

有時候晶體管兩端口網絡的穩定系數K<1，則網絡是潛在不穩定的，在這種情況下不能用雙共軛匹配的設計方法。設計放大器時可先做穩定圓，畫出潛在不穩定區域，然后利用等增益圓和等噪聲系數圓進行設計。設計步驟如下：

(1)畫出臨界圓和單位圓，確定穩定區。

(2)畫出等增益圓和等噪聲系數圓。

(3)在等噪聲系數圓的穩定區取ΓS可滿足噪聲要求。

(4)在等增益圓的穩定區取ΓL可滿足增益要求。

(5)用微波的方法實現，主要采用微帶電路。5.5.4最小噪聲系數放大器的設計

由上面分析可知，為獲得最小噪聲系數，應選擇最佳信源反射系數Γop，而從功率傳輸來看，這時是失配的。這種以最小噪聲系數出發來設計輸入匹配網絡的方法，稱為“最

佳噪聲匹配”。輸入匹配網絡將ΓS變換為Γopt