第11章其他常用微波電路

11.1隔離器與環形器

11.3倍頻器和分頻器

11.4開關與相移器11.1隔離器與環形器

隔離器又稱單向器,它是一種允許電磁波單向傳輸的兩端口器件,其示意圖如圖所示。從端口①向端口②傳輸的正向電磁波衰減很小,而從端口②向端口①傳輸的反向波則有很大的衰減。

在微波系統中,經常把隔離器接在信號發生器與負載網絡之間,以改善源與負載的匹配。這樣可以使得來自負載的反射功率不能返回發生器輸入端,避免負載阻抗改變而引起的發生器輸出功率和工作頻率的改變。隔離器常用的環行器是三端口元件,信號傳輸可以是順時針方向,也可是逆時針方向。環行器可以用作隔離器,更多場合是與其他電子器件一起構成微波電路。一般地,隔離器和環行器是在微波結構中放入鐵氧體材料,外加恒定磁場,在這個區域構成各向異性介質。電磁波在這種媒體中三個方向的傳輸常數是不同的,從而可實現單向傳輸。鐵氧體材料是一種電子陶瓷,材料配方和工藝多種多樣,隨鐵氧體的使用場合而定。隔離器和環行器的技術指標是：工作頻帶、最大正向衰減量α+、最小反向衰減量α-、正反向駐波比、功率容量等。這些指標的定義在前述各種電路中都遇到過,在此不再贅述。好的指標是正向衰減盡可能?。?.5dB以下）,反向衰減盡可能大(25dB以上),駐波比盡可能小（1.2以下）,頻帶和功率容量滿足整機要求。11.1.1隔離器的技術指標11.1.2隔離器的原理1.諧振式隔離器1)波導結構

波導型諧振式隔離器的基本原理是鐵磁諧振效應。在鐵磁諧振頻率附近（ω=ω0）,橫向磁化的鐵氧體強烈地吸收右旋圓極化波的能量,而使右旋波受到很大的衰減,左旋波損耗很小。如圖所示,鐵氧體片在矩形波導內的位置應該是電磁波磁場為圓極化的地方,矩形波導中ＴＥ10模的磁場分布,沿正z方向為圖（b）,沿負z方向為圖（c）。理想情況下,正向無衰減,反向無傳輸。適當選取鐵氧體膜片的位置就可以實現單向傳輸特性。諧振式隔離器的優點是制造簡單，結構緊湊。相對來說,功率容量比較大。缺點是需要較大的偏置磁場,如圖（a）中的H0。在低功率系統中,一般采用工作磁場較低的場移式隔離器。

2)微帶型微帶結構在微波電路中用途很廣。下圖是微帶型鐵氧體諧振式隔離器。由于諧振原理,這種隔離器的頻帶比較窄,一般不超過中心頻率的10％。

橫向偏置的鐵氧體條置于微帶線旁,電磁波磁場圓極化方向與鐵氧體內感應電流引起的磁場一致,電磁波交給鐵氧體能量,鐵氧體發熱。如果改變偏置磁場方向,電磁波就不損耗能量。在6.0GHz上,反向衰減大于30dB,正向衰減小于1dB。1)波導結構

如圖所示,矩形波導中TE10模磁場為圓極化,在x1處放置一塊鐵氧體片,并加有垂直于波導寬壁的橫向恒定磁場H0（負y方向）,在鐵氧體片面向寬壁中線的一側再附加一片薄的吸收片。2.場移式隔離器波導場移式隔離器(a)結構示意圖；

(b)電場分布

場移式隔離器的工作原理與諧振式的不同,區別在于它不是工作在ω=ω0的諧振區,而是工作在ω0/ω＜1的低場區,即外加磁場H0小于諧振時的磁場。鐵氧體顯示出“抗磁”性質,對微波磁場起排斥作用。所以,對右旋波來說,鐵氧體內部的電磁場強很弱,電磁能量主要在鐵氧體外邊的波導管內傳輸,電場分量Ey在鐵氧體內側與空氣的交界面上為最小值,而對于左旋波,由于鐵氧體的介電常數較大,電磁場集中于鐵氧體片內部及其附近傳輸,在鐵氧體內側與空氣的交界面上,電場強度Ey有最大值,這種場分布的差異稱為場移效應,如圖(b)所示。如果在鐵氧體內側與空氣的交界面上涂一層能吸收電磁能量的電阻層,并選擇合適的電阻率．就可以使得沿負z方向傳輸的電磁波(在x1處為左旋波)能量受到很大的衰減,而沿正z方向傳輸的波(右旋波)能順利地通過,從而形成了單向傳輸的特性。2)微帶型

如圖所示的鐵氧體表面的微帶線在偏置磁場作用下,電磁場會偏離中心向一邊移動,在微帶線旁放置一塊吸波材料,就會吸收電磁波的能量。如果將偏置磁場改變方向或電磁波從另一方向來,則不會有影響。現有場移式隔離器指標為6.0～12GHz,反向衰減20dB,正向衰減1.5dB,比諧振式隔離器頻帶寬。微帶場移式隔離器

與諧振式隔離器相比較,場移式隔離器的優點是所需偏置磁場H0的值較低,減輕了磁鐵的重量,有利于做出更高頻率的隔離器。缺點是損耗發生在很薄的吸收片中,散熱受到限制,能承受的功率有限。波導型法拉第旋轉式隔離器如圖所示。圖中1和6是矩形波導,它們的橫截面互成45°的角。7和8是吸收薄片,也互成45°的夾角。2和5是矩形波導ＴＥ10模到圓波導TE11模的轉換器。4是產生縱向磁場的螺線線圈。3是兩端做成錐形的鐵氧體圓桿。選擇鐵氧體的長度l和縱向恒磁場H0的大小，使得經過圓波導后電磁波的極化面有45°的旋轉。3.法拉第旋轉式隔離器若電磁波由矩形波導1輸入,經過45°旋轉之后,電場極化方向正好與矩形波導6中的TE10模電場方向一致,電力線垂直于吸收片7和8,電磁波無衰減地通過,即正向傳輸的電磁波衰減很小；而反向傳輸的電磁波經鐵氧體3后,極化方向又旋轉45°,而且旋轉方向與正向電磁波的相同,于是電力線與吸收片7平行,因此電磁波將受到很大的衰減,且此時電場的極化方向與波導1中TE１０模的電場極化方向垂直,不能由矩形波導1輸出,經反射再通過鐵氧體3后,其電場平行于吸收片8,又被吸收,其殘存的能量再被反射,則可由波導1輸出,這就是經過強烈衰減后的反射波。一般其正向衰減小于

1dB,而反向衰減較大,可做到20～30dB。

環行器是一個多端口器件,其中電磁波的傳輸只能沿單方向環行,例如在右圖中,信號只能沿①→②→③→④→①方向傳輸,反方向是隔離的。11.1.3環行器在近代雷達和微波多路通信系統中都要用單方向環行特性的器件。例如,在收發設備共用一副天線的雷達系統中常采用環行器作雙工器。在微波多路通信系統中,用環行器可以把不同頻率的信號分隔開,如右圖所示,不同頻率的信號由環行器Ⅰ的①臂進入②臂,接在②臂上的帶通濾波器F1只允許頻率為f1±Δf的信號通過,其余頻率的信號全部被反射進入③臂,濾波器F2通過了頻率為f2±Δf的信號并反射其余頻率的信號。這些信號通過④臂進入環行器Ⅱ的①臂……于是可以依次將不同頻率的信號分隔開。用環行器分隔出不同頻率信號

環行器的原理依然是磁場偏置鐵氧體材料各向異性特性。微波結構有微帶式、波導式、帶狀線和同軸式,其中以微帶三端環行器用的最多,微帶環行器結構如圖所示,用鐵氧體材料作介質,上置導帶結構,加恒定磁場Hdc,就具有環行特性。如果改變偏置磁場的方向,環行方向就會改變。下面給出常用結構和用途示例。鐵氧體環行器（a）三端環行器示意圖;（b）波導結構;（c）微帶結構鐵氧體環行器應用（a）用作隔離器;（b）用作雙工器;（c）用作移相器;（d）用于注入鎖定放大器11.3倍頻器和分頻器11.3.1倍頻器倍頻器輸入信號為f0,輸出信號為nf0,使用的器件是變容二極管。微波電路包括輸入端低通濾波器和匹配電路,輸出端帶通濾波器和匹配電路,如圖所示。倍頻器基本結構射頻/微波倍頻器分成兩類：低次倍頻器和高次倍頻器。

低次倍頻器的單級倍數n不超過5。使用的器件為變容二極管,倍頻次數增加后,倍頻效率和輸出功率將迅速降低(二倍頻效率為50％以上,三倍頻效率為40％以上)。如需高次倍頻時,必須做成多級倍頻鏈,使其中每一單級仍為低次倍頻。高次倍頻器的單級倍頻次數可達10～20以上,倍頻使用的器件是階躍恢復二極管(電荷儲存二極管)。在高次倍頻時,倍頻效率約為1/n。因為倍頻次數高,可由幾十兆赫茲的石英晶體振蕩器一次倍頻至微波,得到很穩定的頻率輸出。這種倍頻器輸出功率比較小,通常在幾瓦以下,但利用階躍管進行低次倍頻時,輸出功率在L波段也可達15W以上。1.變容二極管變容二極管的特點是非線性電抗元件,損耗小、噪聲低,可用于諧波倍頻、壓控調諧、參量放大、混頻或檢波。目前使用最多的只是倍頻和調諧。圖（b）所示肖特基勢壘二極管的反向結電容隨電壓的變化就是變容管特性,變容管的電容與反向電壓的關系為式中,Cj0是零偏壓時結電容,φ為結勢壘電勢,m為等級因子。圖11-26（d）所列的不同半導體材料都可用作變容管,只是三個參量不同。不同用途的變容管,m值不同。m=1/3時為線性變容管,實現低次倍頻或調諧。m=1/2時為階躍回復二極管,實現高次倍頻或低次倍頻。大多數情況下,變容管的m=1/2～1/3。變容管的等效電路為一個電阻與可變電容的串聯,如圖11-30所示,最大工作頻率與串聯電阻有關,電阻越小越好。下圖給出變容管的電容曲線和泵源（大功率交流信號）作用下變容管的結電容曲線,非線性效果較明顯。泵源作用下的結電容2.門—羅關系

在輸入信號激勵下,變容管上存在許多頻率成分,除輸入和輸出有用信號外,其余頻率稱為空閑頻率。這些空閑頻率對于器件的工作是必不可少的。為了保證倍頻器工作,必須使一些空閑頻率諧波有電流。這個回路通常是短路諧振器,在所關心的頻率上電流最大。門-羅（Manley-Rowe）關系描述理想電抗元件上的諧波成分及其占有的功率。這種關系便于直觀理解倍頻器、變頻器、分頻器和參放的工作原理。用兩個信號fp和fs來激勵變容管,則有倍頻器m=0,輸入為fp,輸出為nfp,P1+Pn=0,理論效率為100％。參量放大器和變頻器m=1,泵源fp的功率比信號fs的功率大的多,忽略信號功率,且只取和頻fp+fs,則轉換增益為門雷-羅威關系式--------理想非線性電抗上的能量-頻率分配關系～～應用----和頻上變頻～～應用----差頻上變頻～～3.倍頻器設計變容二極管倍頻器的常用電路如下圖所示,圖(a)為電流激勵,圖(b)為電壓激勵。在電流激勵形式中,濾波器F1對輸入頻率為短路,對其他頻率為開路,濾波器FN則對輸出頻率為短路,對其他頻率為開路；在電壓激勵中,F1對輸入頻率、FN對輸出頻率為開路,對其他頻率為短路。變容二極管倍頻器的電路原理圖電流激勵的倍頻器電路,變容管一端可接地而利于散熱,故作功率容量較大的低次倍頻時,宜于采用電流激勵。用階躍管作高次倍頻時,因其處理的功率較小,一般采用電壓激勵形式。構成倍頻器時,應注意以下幾個問題：

(1)變容管的工作狀態要合理選擇,以得到較高的倍頻效率和輸出較大的功率。由于變容管倍頻是利用其電容的非線性變化來得到輸入信號的諧波的,如果使微波信號在一個周期的部分時間中進入正向狀態,甚至超過PN結的接觸電位,則倍頻效率可大大提高,因為由反向狀態較小的結電容至正向狀態較大的擴散電容,電容量有一個較陡峭的變化,有利于提高變容管的倍頻能力。但是,過激勵太過分時,PN結的結電阻產生的損耗也會降低倍頻效率,故對一定的微波輸入功率需調節變容管的偏壓使其工作于最佳狀態。

(2)變容管兩側的輸入/輸出回路分別與基波信號源和諧波輸出負載連接。為了提高倍頻效率,減少不必要的損耗,盡量消除不同頻率之間的相互干擾,要求輸入/輸出電路之間的相互影響盡量小。特別是倍頻器的輸入信號不允許泄漏到輸出負載,而其倍頻輸出信號也不允許反過來向輸入信號源泄漏。為此,在輸入信號源之后及輸出負載之前分別接有濾波器F1及FN。此外,在濾波器F1、FＮ和變容管之間,還應加接調諧電抗L1和LN。因為輸入電路和輸出電路接在一起,彼此總有影響,為使輸出電路對輸入電路呈現的輸入電抗符合輸入電路的需要,故在輸入電路中加接調節電抗L1加以控制。同理,在輸出電路中加接LＮ是為了調節輸入回路影響到輸出電路的等效電抗。

(3)為了在輸入頻率和輸出頻率上得到最大功率傳輸,以實現較大的倍頻功率輸出,要求對兩個不同頻率都分別做到匹配,即輸入電路在輸入頻率上匹配,輸出電路在輸出頻率上匹配。

(4)當倍頻次數N＞2時,為了進一步提高倍頻效率,除調諧于輸入頻率和輸出頻率的電路以外,最好附加一個到幾個調諧于其他諧波頻率的電路,但這些頻率皆低于輸出頻率,稱為空閑電路。由于空閑電路的作用,把一個或幾個諧波信號的能量利用起來,再加到變容管這個非線性元件上,經過倍頻或混頻的作用,使輸出頻率的信號的能量加大,這樣就把空閑頻率的能量加以利用而增大了輸出。

(5)變容管的封裝參量Ls、Cb對電路的影響也不小,在進行電路設計時,應將它們包含進去。4.階躍管高次倍頻器階躍恢復二極管(簡稱階躍管,又稱電荷儲存二極管)是利用電荷儲存作用而產生高效率倍頻的特殊變容管。m=1/9~1/16,C≈Cj0,在大功率激勵下,相當于一個電抗開關。工作頻率范圍可從幾十MHz至幾十GHz。這種倍頻器結構簡單,效率高,性能穩定,作為小功率微波信號源是比較合適的,并且可以一次直接從幾十MHz的石英晶體振蕩器倍頻到微波頻率,得到很高的頻率穩定度。階躍管還可用于梳狀頻譜發生器或作為頻率標記。因為由階躍管倍頻產生的一系列譜線相隔均勻(均等于基波頻率),可用來校正接收機的頻率,也可作為鎖相系統中的參考信號。階躍二極管也可用來產生寬度極窄的脈沖(脈沖寬度可窄到幾十微微秒),在毫微秒脈沖示波器、取樣示波器等脈沖技術領域得到應用。階躍恢復管的電流波形激勵電壓波形；(b)檢波管或高速開關管電流波形；(c)階躍管的電流波形(b)為一般PN結二極管的電流波形,依循正向導通、反向截止的規律；(c)為階躍管的電流波形,其特點是電壓進入反向時,電流并不立即截止,而是有很大的反向電流繼續流通,直到時刻ta,才以很陡峭的速度趨于截止狀態。產生這種特性是和階躍管本身特點有關的。最簡單的階躍恢復二極管是一個PN結,但與檢波管或高速開關管不同。正弦波電壓對它們進行激勵時,得到的電流波形不同,如圖(b)、(c)所示。階躍恢復二極管倍頻器構成框圖及其各級產生的波形階躍恢復二極管倍頻器的構成框圖及其各級產生的波形如圖所示。頻率為f0的輸入信號把能量送到階躍管的脈沖發生器電路。該電路將每一輸入周期的能量變換為一個狹窄的大幅度的脈沖。此脈沖能量激發線性諧振電路。該電路把脈沖再變換為輸出頻率fN=Nf0的衰減振蕩波形。最后,此衰減振蕩經帶通濾波器濾去不必要的諧波，即可在負載上得到基本上純的輸出頻率等幅波。5.倍頻器電路

低次倍頻n=2～4,已有商業化集成產品選擇,尺寸很小,使用方便。下面給出幾種微波倍頻器的電路結構,供參考。下圖是微帶線六倍頻器,1、2、3為輸入端匹配和低通,4為變容管,5、6、7、8為輸出端匹配帶通,9、10為直流偏置。倍頻次數和電路拓撲關系不大,只是圖中輸出帶通濾波器7的中心頻率不同。工作頻率變化,電路拓撲也不變,只調整輸入和輸出回路即可。微帶線六倍頻器11.3.2分頻器

分頻器主要用于鎖相環和頻率合成器中。下圖是基本頻率變換關系,輸入為f0,輸出為f0/N,設法實現圖中的頻率變換關系是設計分頻器的基本思路。

分頻器功能完成這個功能的常用方法是反饋混頻法或使用再生分頻器,電路結構如圖所示,分頻器的分頻比取決于兩個帶通濾波器的選擇性。混頻器RF端功率大,LO端功率小,相當于接收機的本振與信號對調,輸出頻率與分頻比的關系為頻率再生式分頻器研究背景D波段寬帶三倍頻器研究*毫米波是指波長大于1mm小于10mm范圍內的電磁波,與波長相對應的頻率范圍為30-300GHz(一)波長短。毫米波的波長比微波短,對大氣中的塵埃具有更強的穿透性。同時毫米波天線與相同口徑的微波天線相比,波束更窄,副瓣更低,進而在分辨率和和精度上也具有明顯的優勢,也是由于波長更短的原因,毫米波設備往往比微波頻段的設備在體積上也要更小得多;光波波長雖然比毫米波很短,但元器件的加工卻相對較難。(二)大氣對毫米波傳播特性的影響。由于大氣中氧分子和水蒸氣的諧振使得頻率為22GHz、60GHz、120GHz和183GHz的毫米波在大氣傳播時衰減較大,而在35GHz、94GHz、140GHz和220GHz頻率處出現衰減相對較小的大氣窗口。這些大氣窗口具有較寬的帶寬,也是當今主要研究的頻譜區域。(三)毫米波頻帶很寬,擁有270GHz的絕對帶寬,在幾個大氣窗口處都具有較寬的頻帶。*以下內容引自電子科技大學余卓哲碩士學位論文<D波段寬帶三倍頻器研究>,2012正是由于上述諸多特點使得毫米波有著廣泛的應用前景。但是,毫米波系統的價格較高,其應用更多的集中在軍事領域中,包括雷達、通信以及電子對抗等方面。(一)雷達領域——由于毫米波具有全天候工作的特點,可以持續獲得敵方信息,同時毫米波設備自身具有體積小的特點,因而被廣泛的應用于軍用雷達系統中。其在民用雷達上的應用更多的是汽車防撞雷達和氣象雷達。(二)電子對抗——主要利用毫米波對通信、雷達以及精確制導等系統等進行有效的干擾。(三)通信——毫米波具有波束窄,抗干擾能力強的特點,因此也廣泛應用于通信領域,如保密通信、星際通信、衛星通信等。要實現上述各種應用,首先要解決的問題就是毫米波源的獲得三種獲得毫米波源的常用方式(一)毫米波固態振蕩器——這實際上是利用元器件的非線性特性將直流能量轉換成毫米波能量的一種轉換器件。采用這種方法獲得的毫米波源無論是相位噪聲還是頻率穩定度都不佳,特別是在毫米波頻段高端更為明顯。(二)鎖相——實際上它是一種能夠通過跟蹤一個信號的相位實現頻率鎖定的環路系統。通過此方式獲得毫米波源具有頻率穩定度高的優點,但不易滿足低相位噪聲的要求。(三)毫米波倍頻器——這實際上是將功率較大、頻率穩定度高的微波或毫米波信號通過非線性元器件獲取其諧波信號的非線性器件。通過此方法獲得的毫米波源通常具有頻率穩定度高,相位噪聲低的優點。倍頻器的發展動態近年來,毫米波固態倍頻技術得到了不斷地發展,其研究頻率越來越高。隨著半導體技術的發展,作為倍頻器核心的非線性器件也不斷更新,繼早期的非線性電阻二極管、變容管后,金屬半導體型場效應管(MESFET)、高電子遷移率晶體管(HEMT)、異質結雙極晶體管(HBT)等新型的非線性器件也相繼出現,為倍頻技術的進一步發展鋪平了道路。當今毫米波系統朝著小型化的方向不斷發展,而毫米波倍頻器作為毫米波系統的核心,需要滿足的要求也越來越高。其中,如何簡化電路、實現小型化以及提高倍頻效率無疑成為了當今毫米波倍頻技術的研究熱點從國內外倍頻器的發展動態不難看出,我國對倍頻器的研究方面與國外還存在著不小的差距:(一)國外倍頻技術已經十分成熟,其研究主要集中在亞毫米波,太赫茲頻段,并且已經出現了MMIC太赫茲倍頻源的相關報道;(二)國內對倍頻器的研究相對較為落后,但是通過近20年的努力,陸續出現了Ka波段、U波段、W波段倍頻器。目前國內正處于毫米波高端以及太赫茲倍頻技術的實驗研究階段,大多數關于這方面的報道都是基于仿真結果。對于D波段倍頻技術的研究也非常少,而且帶寬很窄,同時考慮到D波段具有很寬的頻帶(110~170GHz),包含有豐富的頻譜資源,且140GHz處于大氣窗口,因此具有很大的研究價值。本文就是以此為背景展開D波段寬帶倍頻技術的相關研究。輸入頻率:36.6-56.7GHz輸出頻率:110-170GHz輸入功率:大于17dBm輸出功率:大于-10dBm倍頻損耗:小于27dB研究目標獲得低相噪、較高輸出功率的D波段(110-170GHz)寬帶三倍頻器。技術指標倍頻器實現方案輸出頻帶為110GHz-170GHz,相對帶寬大于1/3,為了防止一些基波的二次諧波或四次諧波落到輸出頻帶內,因此釆用反向并聯二極管對的形式。在具體的仿真設計中,主要利用HFSS和ADS進行設計。其中所有無源電路仿真都是通過HFSS完成,包括輸入、輸出過渡和低通濾波器。然后再由ADS仿真得到肖特基勢壘二極管的阻抗,并在最后將所有無源電路帶入HFSS仿真軟件中,并以lumpedRLC邊界條件代替相應的二極管阻抗來進行倍頻器整體匹配電路的仿真設計。經過仿真設計后,利用CAD繪制加工電路,并最終加工出D波段寬帶三倍頻器。首先將功放產生的基波信號功率通過波導-懸置微帶的過渡結構低損耗地耦合到便于集成的懸置微帶線上,經過通基波阻三次諧波的低通濾波器以及后面的輸入匹配電路后饋入到二極管對,經過二極管對的非線性作用后,將產生的三次諧波(110-170GHz)功率依次經過輸出匹配和輸出過渡從波導輸出。其中,反向并聯結構能抑制偶次諧波,只產生奇次諧波,而且由于輸出波導的高通作用對基波具有抑制作用,所以輸出端只有三次、五次和更高的奇次諧波,而且隨著次數的增加,高次諧波的功率是越來越小的。同時考慮到本課題所要求的頻帶很寬,且所在頻率處于毫米波的高端,要設計出在整個D波段通帶內插損較低,且對其它奇次諧波具有高抑制度的帶通濾波器有很大的難度。經過綜合考慮,最終在倍頻器實現方案的輸出端舍棄了帶通濾波器。D波段寬帶三倍頻器整體電路結構

D波段寬帶三倍頻器實現方案圖二極管簡介在原則上所有具有非線性特性的元器件都可用于倍頻器設計,但是通過對當前研究條件和課題要求的考慮,最終本課題是基于二極管的非線性實現倍頻的。所以,合理的選擇二極管是首先要解決的問題,這也是進行倍頻器后續設計工作的前提。二極管的非線性特性通常有電抗性和電阻性兩種,前者的優勢在于倍頻效率較高,但也有頻帶較窄的缺點;而后者的優勢則更多的體現在寬帶倍頻上,但效率較難提高。結合本課題的要求,對國內可購得的二極管進行比較,最終選擇了UMS公司的DBS105A這款肖特基勢壘二極管。DBS105A是由兩個二極管串聯而成。

D波段寬帶三倍頻器輸入輸出過渡設計本課題所研究的頻率范圍處于毫米波的高端,因此在選擇傳輸線時應選擇損耗相對較小的。因此選用懸置微帶線作為倍頻器的主傳輸線,并選擇價格相對低廉的RT/duroid5880作為介質基片,并將基片厚度確定為0.127mm。通常在實驗室中測試的毫米波信號源都是通過矩形波導饋入的。所以在倍頻器的輸入輸出端就需要波導到懸置微帶的轉換。左圖展示出了懸置微帶線的結構及其電場分布。它與微帶線的區別在于其介質基片懸置于空氣中,這也使得懸置微帶線中的電磁場在介質基片中的分布相對減小了,而更多的分布在空氣中。所以懸置微帶線的有效介電常數比相同介質基片的微帶線更小,可近似等于1,并且其介質損耗相對于微帶線也大大減小了,Q相應增加了,同時色散效應可以忽略不計。正是鑒于上述的諸多優點,因此最終選用懸置微帶線作為本課題的傳輸線。波導-懸置微帶輸入探針過渡模型以回波損耗大為目標進行仿真優化,最后得到如圖所示的仿真結果?？梢?通過仿真得到在本課題所需要的基波(37-57GHz)頻率范圍內,回波損耗均優于20dB,并且在絕大部分頻率范圍內優于24dB,插損小于0.05dB,實現了低損耗的過渡,滿足課題需要。波導-懸置微帶輸入探針過渡仿真結果D波段懸置微帶-波導E面輸出探針過渡同樣以回波損耗大為目標進行優化仿真,得到如圖所示仿真結果?？梢?回波損耗在整個D波段優于20dB,并且絕大部分達到了25dB以上,插損小于0.05dB,仿真結果是非常理想的。D波段懸置微帶-波導探針過渡仿真結果低通濾波器設計輸入端五階低通濾波器HFSS模型輸入端五階低通濾波器仿真結果仿真時以倍頻器基波頻率范圍的回波損耗大和三次諧波頻率范圍內的抑制度高為目標進行優化,圖為最終得到的仿真結果?？梢钥闯?在本課題的基波頻率范圍內(37~57GHz),回波損耗優于25dB,插損小于0.ldB,而對三次諧波(110-170GHz)的抑制度達到了15dB。需要說明的是,如果采用七階高低阻抗線的結構形式,對D波段的抑制度能達到20dB,但此時濾波器的長度會相應的增加,插損也會相應的增加。綜合考慮,15dB的抑制度已經滿足了本課題的要求,因此本文就采用該五階低通濾波結構。D波段寬帶三倍頻器整體匹配電路設計倍頻器匹配電路的設`計在整個倍頻器的設計中也是非常重要的,輸入匹配可以使輸入功率更多的被二極管利用,輸出匹配則可避免二極管產生三次諧波來回反射致使最終的輸出功率減小。因此需要對倍頻器的輸入輸出進行有效的阻抗匹配。二極管基波阻抗提取模型二極管三次諧波阻抗提取模型將前面確定好的輸入輸出過渡以及低通濾波器模型在仿真軟件HFSS中聯合建模,在二極管對的兩端分別加入兩段懸置微帶作為輸入輸出匹配枝節,并以lumpedRLC代替上節中提取出的二極管在基波和三次諧波頻率下的阻抗值。最終建立好完整的D波段寬帶三倍頻器的整體匹配電路仿真模型。D波段寬帶三倍頻器匹配電路仿真模型為了保證D波段信號以主模傳輸,防止腔體模式的出現,前面在設計濾波器、輸入匹配電路和輸出匹配電路時對腔體寬度進行了嚴格的控制,其腔體寬度分別為0.8mm和0.5mm。而芯片DBS105a長度為0.53mm。因此,在粘接二極管處的腔體壁挖了兩個槽,使芯片的一端粘接在懸置微帶的中心條帶上,另一端粘接在槽內的金屬條帶上,并通過壓基片保證二極管接地。仿真優化時,輸入匹配以基波頻率下輸入端口的回波損耗大為目標,而輸出匹配則以三次諧波下輸出端口的回波損耗大為目標來調節輸入輸出匹配枝節。由于輸入輸出匹配是相互影響的,因此兩者的仿真需要同時進行。

D波段寬帶三倍頻器輸入匹配仿真結果輸出匹配仿真結果整個基波頻率范圍內(37-57GHz),回波損耗優于5dB,優于10dB的帶寬達到了15GHz;而在整個110~170GHz的輸出頻率范圍內,絕大部分的回波損耗優于5dB,帶寬已經足夠寬了,總體來說滿足了本課題的要求。D波段寬帶三倍頻器實驗研究

D波段寬帶三倍頻器基片版圖3D波段寬帶三倍頻器實物

D波段寬帶三倍頻器輸出功率測試框圖D波段寬帶三倍頻器輸出功率測試平臺倍頻損耗無疑是倍頻器的主要技術指標,也是本課題較為關心的。

D波段寬帶三倍頻器輸出功率和變頻損耗考慮到本課題只是利用反向并聯二極管對的電路結構來完成偶次諧波的抑制,因此有必要對倍頻器的二次諧波功率進行測試。由于倍頻器輸出波導的寬邊長度為1.651mm,主模對應的截止頻率為90GHz,同時由于實驗條件的限制,最高只能測到110GHz時的頻譜圖,因此在對倍頻器的二次諧波進行測試時,主要測試了輸入頻率在45-55GHz范圍內對應的二次諧波功率。從三次諧波功率的測試結果可見輸入基波的頻率在38-46GHz范圍內得到的三次諧波功率相對較大,倍頻損耗也相對較低,同時將42GHz的輸入功率通過衰減器調節到37GHz對應的輸入功率大小,發現三次諧波功率顯著下降,為0.14mW,因此推斷在36.6-37GHz的頻率范圍內輸出的三次諧波功率較小是由于輸入功率不足,沒能推動二極管正常工作造成的;而在48-54GHz的頻率范圍內三次諧波功率也較小;從55GHz開始輸出的諧波功率又開始上升,再結合二次諧波功率的測試結果進行分析,這很有可能是由于二次諧波落入到倍頻器的輸出頻帶內造成的?？傮w來說,該倍頻器的效果不是很理想。主要原因有以下三個方面:(1)二極管資料上給的SPICE參數不全,而本課題的頻率范圍較高,其中一些參數也會有所變化,從而在提取二極管阻抗時存在偏差,進而導致了輸入輸出匹配電路的設計出現了偏差。解決辦法,進一步完善二極管的阻抗提取模型以獲得更加準確的二極管阻抗值,從而更加準確的完成輸入輸出匹配電路的設計。(2)由于頻率高,無論是微帶線還是腔體在加工的誤差范圍內均會對結果產生較大的影響,同時在裝配時引入的誤差也會惡化最終的測試結果。解決辦法,對加工存在的誤差進行容差分析,對比較敏感的電路尺寸誤差嚴格控制。(3)部分基波頻點的輸入功率不足,沒能有效推動二極管正常工作也使得結果不理想。解決辦法,在現有的功放腔體基礎上對內部電路進行適當的修改以改善部分頻點的輸出功率。余卓哲論文引用結束11.4開關與相移器11.4.1開關

構成開關的器件有鐵氧體、PIN管、FET或BJT。鐵氧體和PIN是經典的開關器件,下表給出了兩種器件的性能比較,鐵氧體的特點是功率大、插損小,PIN的特點是快速,成本低。FET或BJT有增益,已經成為中、小功率開關的主要器件。各種器件的開關都有自己的使用場合。開關在射頻/微波系統中有著廣泛的用途,如時分多工器、時分通道選擇、脈沖調制、收發開關、

波束調整等。開關的指標比較簡單,接通損耗盡可能小,關斷損耗盡可能大,頻帶和功率滿足系統要求。

1.開關的基本原理1)開關器件原理鐵氧體開關的原理是改變偏置磁場方向,實現導磁率的改變,改變了信號的傳輸常數,以達到開關目的。PIN管在正反向低頻信號作用下,對微波信號有開關作用。正向偏置時對微波信號的衰減很小（0.5dB）,反向偏置時對微波信號的衰減很大（25dB）。

BJT和FET開關的原理與低頻三極管開關的原理相同,基極（柵極）的控制信號決定集電極（漏極）和發射極（源極）的通斷。放大器有增益,反向隔離大,特別適合于MMIC開關。

MEMS微機械電路是近年發展起來的一種新型器件,在濾波器中有簡單介紹,也可以用作開關器件。2)微波開關電路

開關器件與微波傳輸線的結合就構成微波開關組件。各種開關器件與微波電路的連接形式的等效電路相同。單刀雙擲（SPDT）開關(a)

并聯型;

(b)串聯型

左圖是SPDT的兩種形式。每個電路中的兩個PIN管的偏置始終是相反的。圖（a）中,若VD1通VD2斷,VD1經過四分之一波長,在輸入節點等效為開路,VD2無影響,輸入信號進入2,反之,開關撥向1。圖(b)中,若VD1通VD2斷,輸入信號進入1,反之,開關撥向2。下圖是幾種常用開關的拓撲結構。這些電路的微波設計要考慮開關的寄生參數設計匹配網絡,還要考慮器件的安裝尺寸。串并聯復合開關（a）SPST;（b）SP3T多擲開關(a)雙刀雙擲（DPDT）開關;多擲開關

(b)單刀四擲（SP4T）開關;多擲開關（c）單刀六擲（SP6T）開關大功率寬帶開關2.開關驅動任何一種開關都有相應的驅動電路。驅動電路實際上是一個脈沖放大器,把控制信號(通常為TTL電平)放大后輸出足夠大的電流或足夠高的電壓。圖是一種典型的PIN驅動電路,圖（a）是電路基本結構,圖（b）是一個具體電路,與圖(a)電路相比增加了加速元件。PIN管正向偏壓為＋5V,反向越大越好(如－25V變為－80V),可改善開關速度和通斷比。實際中可以將PIN管反向加入電路,利用正高壓－5V以降低對電源的要求。PIN管驅動電路一種單端匹配式單刀單擲功率開關的設計實現*在目前常見的PIN開關芯片中，大多數為反射式結構，匹配式結構較為少見。反射式結構開關因器件在關斷狀態時具有較大的回波損耗，易引起系統不穩定，因而在一些特定的結構中不被采用；而雙端口匹配式結構開關因匹配網絡的原因，又會增加一些不必要的插入損耗，引起器件電性能惡化。綜合考慮這兩種情況，可采用單端匹配式結構以解決此問題，使用時將匹配端口接在對反射敏感的一端，既可使系統降低不穩定的風險，又避免了復雜結構引入的指標惡化。設計背景*以下內容引自電子科技大學賈玉偉工程碩士論文<PIN功率開關的研制>2011設計指標工作頻率：8～10GHz插入損耗：≤0.6dB隔離度：≥50dB1dB壓縮點輸入功率：≥30dBm輸入/輸出駐波比：≤1.5開關類型：SPST端口類型：單端匹配式PIN開關的端口匹配設計并聯結構開關結構示意圖當開關管開通時，并聯二極管正向管子電阻很小，近似為對地短路；因而與負載50歐姆系統也不能匹配。這也就表現為當器件工作在關斷狀態時，駐波比會很大。開關關斷時，二極管D1導通，對微波信號形成低阻，L1對微波信號形成高阻，從信號端口視入的阻抗主要為匹配電阻R1和二極管D1的串聯阻抗，為使此端口在關斷狀態下與系統相匹配，選擇R1的初始值為系統特性阻抗50Ω，通過計算和仿真以確定電阻值，因二極管D1存在串聯阻抗，R1的實際阻值小于系統特性阻抗值。采用這一電路結構，可解決開關在關斷狀態下二極管與系統難匹配的問題。并聯結構開關匹配電路對于串聯式開關，也有類似的結構如圖所示。其中R1、D1組成端口匹配網絡，當D1關斷時，端口的視入阻抗為R1和D1的并聯等效值，合理選擇R1的值，即可實現關斷狀態下管子和端口的匹配。串聯結構開關匹配電路偏置網絡的設計偏置網絡1偏置網絡2用的是電感、電阻和電容的組合，電感起高頻扼流的作用，電阻控制電路的分壓，調整直流回路的電流，電容起到濾波保護的作用。采用的是四分之一波長線、扇形短路線、電阻和電容的組合，合適尺寸的扇形線對于微波信號呈現短路特性，經過四分之一波長變換線后則對微波信號呈現高阻特性，從而實現了高頻扼流的作用，代替了偏置網絡1中的電感，電阻、電容的作用與偏置網絡1中的相同。在微波頻段，如果是單片集成電路設計，電感易于實現，而四分之一波長線和扇形線則會占用很大的芯片面積，這種情況下，多選擇偏置網絡1；如果是在分立結構的電路中，高品質，寄生參數低的電感則不易實現，而四分之一波長線和扇形線因其成本低和寄生小的特點而顯現出優勢，在這種情況下，多選用偏置網絡2。模型版的建立依據工藝規則，設計了相同I層厚度，不同尺寸結面積的PIN二極管模型版，如圖所示。其中的PIN二極管既有串聯結構又有并聯結構，圖中從左到右的管子結面積逐漸增大。PIN二極管模型版在電路仿真設計之前先對該模型版進行了流片，并利用微波探針臺進行了在片測試，串聯結構PIN二極管開通和關斷時的插入損耗分別示于下圖串聯結構PIN二極管開通狀態插入損耗串聯結構PIN二極管關斷狀態插入損耗對于串聯結構PIN二極管，隨著結面積的增大，插入損耗逐漸減小，同時隔離度也逐漸減??；并聯結構PIN二極管與串聯結構PIN二極管特性相反，即隨著結面積的增大，插入損耗逐漸增大，同時隔離度也逐漸增大。電路結構的選擇采用并聯結構開關可以使PIN管N極直接接地，有利于器件散熱，在處理微波功率正向信號所產生的熱方面，相比于串聯結構具有明顯的優勢，同時為提高器件的隔離度能力，需要在通路中多級級聯PIN二極管，而并聯結構的偏置電路設計比串聯結構的偏置設計要簡化的多，故電路采用四級PIN二極管并聯的結構，結合上兩節所介紹的端口匹配設計和偏置網絡的設計，選定了電路的初步結構。單端匹配式開關的電路拓撲電容C1和C2起隔直作用，電容C3起濾波作用。R1為匹配電阻，電阻R2起偏置分壓作用。電感L1、L2起微波扼流作用。微帶傳輸線起到傳輸信號和阻抗匹配的作用。偏置電路由L2、R2和C3共同組成，L2為扼流電感，對于微波信號為高阻器件，抑制微波信號泄露，而對直流為低阻器件，R2為偏置分壓電阻，因實際使用中系統提供電壓多為+5V和-5V，與二極管正向導通電壓相比有一定壓差，為方便系統應用，并將總電流控制在20mA左右，通過歐姆定律R=U/I計算出分壓電阻R2阻值，但在實際設計中應考慮電感等效電阻和帶線等效電阻等，通過仿真與計算進行適當調整，C3為濾波電容，從此端口泄露的微波信號通過此電容旁路到地，可避免對電源產生干擾。口匹配網絡由D1、R1和L1共同組成電路的功率容量分析因PIN二極管D1為電路承受微波功率的第一級，因而，電路的功率容量主要取決于PIN二極管D1的功率處理能力。PIN管正向等效電阻Rf近似為2Ω，管子的最大耗散功率近似為1.5W，假定管子工作在50Ω系統中，則器件正向的功率容量可計算得出：PamF=[50+(2×2)]2/(4×50×2)=7.29W由半導體特性圖示儀測得管子的反向擊穿電壓近似為-35V。計算在-5V偏置條件下的反向功率容量為：PamR=[-35-(-5)]2/(2×50)=9W兩者相比較取功率較小者，則該電路在-5V的偏置條件下最大可承受7.29W的功率。電路的仿真設計確定了電路拓撲結構后，利用電磁仿真軟件ADS進行了仿真設計。其中，PIN二極管采用的是PIN二極管在片測試得到的S參數，利用ADS的S2P文件帶入到仿真電路中，仿真時同時考慮了鍵合絲，接地孔等寄生參數的影響。在ADS的仿真原理圖中，設置了仿真變量、襯底參數、優化類型、優化數量、優化目標，并且為原理圖中的元件定義了參數，設置了優化范圍。通過ADS軟件對原理圖的參數優化，可以了解到原理圖中各參數的最佳取值范圍，以及初步的芯片布局，在兼顧芯片的電性能和芯片面積的情況下，對芯片版圖布局有了初步的考慮，再以此版圖布局為基礎，進一步完善了原理圖的仿真，將微帶線的拐彎、分支等細節都考慮進來。端口匹配網絡的電路仿真原理圖偏置網絡的電路仿真原理圖偏置網絡的仿真結果偏置網絡串入通路中是一個高通濾波網絡，在所設計的頻段只引入很小的損耗電路的版圖設計設計結果利用ADS軟件對電路版圖進行了電磁場仿真，將如圖所示的電路版圖中去掉二極管原件，并在相應位置設置仿真端口，依據材料參數和