６.１概述６.２振幅調制與解調原理６.３調幅電路６.４檢波電路６.５混頻６.６倍頻６.７接收機中的自動增益控制電路６.８實例介紹６.9章末小結第6章模擬調幅、檢波與混頻電路(線性頻率變換電路)16.1概述調制：在發射端將調制信號從低頻段變換到高頻段,便于天線發送或實現不同信號源、不同系統的頻分復用2中國移動TD-SCDMA(TDD)：

1880~1920MHz，2010~2025MHz

中國聯通WCDMA(FDD)：

1920~1980MHz，2110~2170MHz

中國電信CDMA2000(FDD)：

825~835MHz，870~880MHz36.1概述調制：在發射端將調制信號從低頻段變換到高頻段,便于天線發送或實現不同信號源、不同系統的頻分復用解調：在接收端將已調波信號從高頻段變換到低頻段,恢復原調制信號。數字/模擬調制信號/載波/已調信號4按照載波波形：

可分為脈沖調制和正弦波調制。脈沖調制是以高頻矩形脈沖為載波,用低頻調制信號分別去控制矩形脈沖的幅度、寬度或位置三個參量,分別稱為脈幅調制(PAM),脈寬調制(PDM)和脈位調制(PPM)。

56正弦波調制是以高頻正弦波為載波,用低頻調制信號分別去控制正弦波的振幅、頻率或相位三個參量,分別稱為調幅(AM)、調頻(FM)和調相(PM)。本章重點內容：1、振幅調制與解調的基本原理2、振幅調制與解調有關電路組成7振幅調制主要有以下幾種方式普通調幅（AmplitudeModulation,AM）雙邊帶調幅（DoubleSide-BandAM,DSB-SCAM

）單邊帶調幅（SingleSide-BandAM,SSBAM）殘邊帶調幅（VestigialSide-BandAM,VSBAM）正交調幅（QuadratureAmplitudeModulation,

QAM）6.2振幅調制與解調原理86.2.1普通調幅方式普通調幅方式是用低頻調制信號去控制高頻正弦波(載波)的振幅,使其隨調制信號波形的變化而呈線性變化。

91.普通調幅信號的表達式、波形、頻譜、帶寬設載波為uc(t)=Ucmcosωct調制信號為單頻信號，uΩ(t)=UΩmcosΩt

(Ω＜＜ωc)則普通調幅信號為:

其中k為比例系數，調幅指數

0＜Ma≤1(6.2.1)10圖6.2.1(a)給出了uΩ(t),u

c(t)和uAM(t)的波形圖。包絡：信號振幅各峰值點的連線11從圖中并結合式(6.2.1)可以看出：1.普通調幅信號的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUΩmcosΩt相加而成2.普通調幅信號的包絡完全反映了調制信號的變化。3.可得到調幅指數Ma的表達式:（6.2.2）12當Ma＞1時,普通調幅波的包絡變化與調制信號不再相同,產生了失真,稱為過調制,如圖6.2.2所示。所以,普通調幅要求Ma必須不大于1。圖6.2.2過調制波形13式(6.2.1)又可以寫成

uAM(t)的頻譜包括了三個頻率分量：

ωc(載波)、ωc+Ω(上邊頻)和ωc

-Ω(下邊頻)。普通調幅將調制信號頻譜搬移到了載頻的左右兩旁普通調幅信號的頻帶寬度是2Ω(或2F),是原調制信號的兩倍1415非周期調制信號uΩ(t)的頻譜：連續頻譜,假設其頻率范圍是Ωmin～Ωmax

如果載頻是ωc,則這時的普通調幅信號可看成是調制信號中所有頻率分量分別與載頻調制后的迭加,各對上、下邊頻的迭加組成了上、下邊帶,相應的波形和頻譜如圖6.2.3所示。可見,這時普通調幅信號的包絡仍然反映了調制信號的變化,上邊帶與下邊帶呈對稱狀分別置于載頻的兩旁,且都是調制信號頻譜的線性搬移,上、下邊帶的寬度與調制信號頻譜寬度分別相同,總頻帶寬度仍為調制信號帶寬的兩倍,即BW=2Ωmax。16圖6.2.3一般調幅信號的波形與頻譜17

2普通調幅信號的產生和解調方法(1)調制式(6.2.1)可以改寫如下：

由上式可見,將調制信號與直流相加后,再與載波信號相乘,即可實現普通調幅。圖6.2.4給出了相應的原理方框圖。18圖6.2.4低電平調幅原理圖由于乘法器輸出信號電平不太高,所以這種方法稱為低電平調幅19第3章曾經討論過利用丙類諧振功放的調制特性也可以產生普通調幅信號。由于功放的輸出電壓很高,故這種方法稱為高電平調幅。20(2)解調普通調幅信號的解調方法有兩種,即包絡檢波和同步檢波。

(a)包絡檢波。利用普通調幅信號的包絡反映了調制信號波形變化這一特點,如能將包絡提取出來,就可以恢復原來的調制信號。這就是包絡檢波的原理。

21設輸入普通調幅信號將調幅信號作為非線性器件（晶體二極管或晶體三極管）的輸入，且令非線性器件工作在開關狀態，則其特性可以由單向開關函數（第5章第5.3節式(5.3.5)）來表示非線性器件輸出電流為:(6.2.7)g是非線性器件伏安特性曲線斜率。22可見io中含有直流,Ω,ωc,ωc±Ω以及其它許多組合頻率分量,其中的直流和低頻分量是用低通濾波器取出io中這一低頻分量,濾除ωc-Ω及其以上的高頻分量,同時用隔直流電容濾除直流分量,就可以恢復與原調制信號uΩ(t)成正比的單頻信號了。23圖6.2.5給出了包絡檢波的原理圖。

圖6.2.5包絡檢波原理圖24

(2)同步檢波。同步檢波可由乘法器和低通濾波器實現,其原理見圖6.2.6。同步檢波必須采用一個與發射端載波同頻同相(或固定相位差)的信號,稱為同步信號。圖6.2.6同步檢波原理圖25設輸入普通調幅信號

乘法器另一輸入同步信號為:則乘法器輸出為:可見,輸出信號中含有直流,Ω,2ωc,2ωc±Ω幾個頻率分量。用低通濾波器取出直流和Ω分量,再去掉直流分量,就可恢復原調制信號。26如果同步信號與發射端載波同頻不同相,有一相位差θ,即則乘法器輸出中的Ω分量為k2UcmUrmMacosθcosΩt

若θ是一常數：即同步信號與發射端載波的相位差始終保持恒定,則解調出來的Ω分量仍與原調制信號成正比,只不過振幅有所減小。（當然θ≠90°,否則cosθ=0,Ω分量也就為零）若θ是隨時間變化的:即同步信號與發射端載波之間的相位差不穩定,則解調出來的Ω分量就不能正確反映調制信號了。27由式(6.2.3)可以看到,若單頻調幅信號加在負載R上,則載頻分量產生的平均功率為:兩個邊頻分量產生的平均功率相同,均為:

調幅信號總平均功率為:(6.2.4)(6.2.5)(6.2.6)3.普通調幅的功率28由于被傳送的調制信息只存在于邊頻分量而不在載頻分量中,所以從式(6.2.6)可知,攜帶信息的邊頻功率最多只占總功率的三分之一(因為Ma≤1)。在實際系統中,平均調幅指數很小,所以邊頻功率占的比例更小,功率利用率更低。為了提高功率利用率,可以只發送兩個邊頻分量而不發送載頻分量,或者進一步僅發送其中一個邊頻分量,同樣可以將調制信息包含在調幅信號中。這兩種調幅方式分別稱為抑制載波的雙邊帶調幅(簡稱雙邊帶調幅)和抑制載波的單邊帶調幅(簡稱單邊帶調幅),在以下兩小節將分別給予介紹。29

6.2.2雙邊帶調幅方式

1雙邊帶調幅信號的特點設載波為uc(t)=Ucmcosωct單頻調制信號為uΩ(t)=UΩm

cosΩt

(Ω<<ωc)則雙邊帶調幅信號為:uDSB(t)=kuΩ(t)uc(t)=kUΩm

UcmcosΩtcosωct=［cos(ωc+Ω)t+cos(ωc-Ω)t］其中k為比例系數。

(6.2.10)30可見雙邊帶調幅信號中僅包含兩個邊頻,無載頻分量,其頻帶寬度仍為調制信號帶寬的兩倍。圖6.2.7顯示了單頻調制雙邊帶調幅信號的有關波形與頻譜圖。

31圖6.2.7雙邊帶調幅波形與頻譜32需要注意的是：雙邊帶調幅信號不僅其包絡已不再反映調制信號波形的變化。而且，由式(6.2.10)可以看到：在調制信號正半周,cosΩt為正值,雙邊帶調幅信號uDSB(t)與載波信號uc(t)同相；在調制信號負半周,cosΩt為負值,uDSB(t)與uc(t)反相。所以,調制信號uDSB(t)包絡波形過零點處（uΩ(t)正負半周交界處）的高頻相位有180°的突變33

2.雙邊帶調幅信號的產生與解調方法由式(6.2.10)可以看出,產生雙邊帶調幅信號的最直接法就是將調制信號與載波信號相乘。由于雙邊帶調幅信號的包絡不能反映調制信號,所以包絡檢波法不適用,而同步檢波是進行雙邊帶調幅信號解調的主要方法。34設雙邊帶調幅信號如式(6.2.10)所示,同步信號為ur(t)=Urmcosωct,則乘法器輸出為:其中k2是乘法器增益。用低通濾波器取出低頻分量Ω,即可實現解調。

與普通調幅信號同步檢波不同之處在于,乘法器輸出頻率分量有所減少。(6.2.11)35將式(6.2.10)所示雙邊帶信號取平方則可以得到頻率為2ωc的分量,然后經二分頻電路,就可以得到ωc分量。這是從雙邊帶調幅信號中提取同步信號的一種方法。雙邊帶提取同步信號---平方法36振幅調制主要有以下幾種方式普通調幅（AmplitudeModulation,AM）雙邊帶調幅（DoubleSide-BandAM,DSB-SCAM

）單邊帶調幅（SingleSide-BandAM,SSBAM）殘邊帶調幅（VestigialSide-BandAM,VSBAM）正交調幅（QuadratureAmplitudeModulation,

QAM）37

6.2.3單邊帶調幅方式單邊帶調幅方式是指僅發送上、下邊帶中的一個。如以發送上邊帶為例,則單頻調制單邊帶調幅信號為：(6.2.12)由上式可見,單頻調制單邊帶調幅信號是一個角頻率為ωc+Ω的單頻正弦波信號。

波形：比較復雜，其包絡已不能反映調制信號的變化。帶寬：與調制信號帶寬相同,是普通調幅和雙邊帶調幅信號帶寬的一半。381濾波法這種方法是根據單邊帶調幅信號的頻譜特點,先產生雙邊帶調幅信號,再利用帶通濾波器取出其中一個邊帶信號。濾波法原理見圖6.2.8。產生單邊帶調幅信號的方法主要有:濾波法相移法相移濾波法39圖6.2.8濾波法原理缺點：設計濾波器較困難若對于頻譜范圍為Ωmin～Ωmax的一般調制信號,如Ωmin很小,則上、下兩個邊帶相隔很近,用濾波器完全取出一個邊帶而濾除另一個邊帶是很困難的。40若調制信號頻率范圍為Fmin～Fmax,則上下邊帶間隔為2Fmin。如果要求濾波器取出一個邊帶而濾除另一個邊帶,則過渡帶寬度就是2Fmin。

412相移法原理：基于單邊帶調幅信號的時域表達式。式(6.2.12)所示單頻單邊帶調幅信號可寫成:用兩個90°相移器分別將調制信號和載波信號相移90°,成為sinΩt和sinωct,然后進行相乘和相減,就可以實現單邊帶調幅,如圖6.2.9所示。(6.2.13)42圖6.2.9相移法原理43相移法的缺點：較難實現寬帶信號的相移對單頻信號進行90°相移比較簡單,但是對于一個包含許多頻率分量的一般調制信號進行90°相移,要保證其中每個頻率分量都準確相移90°是很困難的。

44

3.相移濾波法濾波法的缺點在于濾波器的設計困難。相移法的困難在于寬帶90°相移器的設計,而單頻90°相移器的設計比較簡單。結合兩種方法的優缺點而提出的相移濾波法是一種比較可行的方法,其原理圖見圖6.2.10。相移濾波法的關鍵在于將載頻ωc分成ω1和ω2兩部分,其中ω1是略高于Ωmax的低頻,ω2是高頻,即ωc=ω1+ω2,ω1<<ω2?，F仍以單頻調制信號為例說明此法的原理。為簡化起見,圖6.2.10中各信號的振幅均表示為1。45圖6.2.10相移濾波法原理46由于ω1<<ωc,故濾波器邊沿的衰減特性不需那么陡峭,比較容易實現?？梢缘玫?/p>

uo(t)=u7-u8=cosω2t·cos(ω1-Ω)t-sinω2t·sin(ω1-Ω)t

=cos(ω2+ω1-Ω)t=cos(ωc-Ω)t其中uo(t)就是單邊帶調幅信號。47單邊帶調幅信號的解調：只能采用同步檢波方式。與普通調幅與雙邊帶調幅方式不同之處在于,從單邊帶調幅信號中無法提取同步信號。一般可在發送單邊帶調幅信號的同時,也附帶發送一個功率較小的載波信號,供接收端從中提取作為同步信號。設單邊帶調幅信號如式（6.2.12）所示，同步信號為則乘法器輸出為486.2.4殘留邊帶調幅方式殘留邊帶調幅--發送信號中包括一個完整邊帶、載波及另一個邊帶的小部分(即殘留一小部分)。優點：比普通調幅方式節省了頻帶避免了單邊帶調幅要求濾波器衰減特性陡峭的困難發送的載頻分量也便于接收端提取同步信號在電視廣播系統中,由于圖像信號頻帶較寬,為了節約頻帶,同時又便于接收機進行檢波,所以對圖像信號采用了殘留邊帶調幅方式（對于伴音信號則采用了調頻方式）49調制原理在發射端先產生普通調幅信號,然后利用圖6.2.11(a)所示特性的濾波器取出一個完整的上邊帶、一部分下邊帶以及載頻分量,組成殘留邊帶調幅信號發送出去。圖6.2.11殘留邊帶調幅發送和接收濾波器幅頻特性(a)發送；(b)接收（電視圖像信號帶寬：6MHz）50解調原理在接收端,采用圖6.2.11(b)所示特性的濾波器從殘留邊帶調幅信號中取出所需頻率分量。圖6.2.11殘留邊帶調幅發送和接收濾波器幅頻特性(a)發送；(b)接收（電視圖像信號帶寬：6MHz）51由于載頻兩旁的接收濾波器幅頻特性正好互補,而上、下邊帶又對稱置于載頻兩邊,所以實際上可等效為接收到一個完整的上邊帶和增益為上邊帶一半的載頻信號。

圖6.2.11殘留邊帶調幅發送和接收濾波器幅頻特性(a)發送；(b)接收（電視圖像信號帶寬：6MHz）5253采用同步檢波方式可對此單邊帶信號進行解調。

由圖6.2.11可見,若采用普通調幅,每一頻道電視圖像信號的帶寬需12MHz,而采用殘留邊帶調幅只需8MHz。另外,對于濾波器過渡帶的要求遠不如單邊帶調幅那樣嚴格,故容易實現。546.2.5正交調幅方式1.正交調幅信號的特點正交調幅是采用兩個頻率相同但相位差為90°的正弦載波，以雙邊帶調幅的方法同時傳送兩路相互獨立信號的一種特殊調制方式。設兩路正交載波分別為

和

兩路單頻調制信號分別為

和

則正交調幅信號為

uI（t）和uQ（t）分別稱為同相分量和正交分量。（6.2.14）55一般情況下，正交調幅信號的波形比較復雜。圖6.2.12給出了單頻調制時的頻譜圖。圖6.2.12正交調幅信號頻譜圖56可見，正交調幅是一種頻帶復用技術，兩路雙邊帶調幅信號在頻帶上相互重疊，總頻帶寬度由其中頻帶較寬的一路信號決定。若兩路信號帶寬相同，則總帶寬與單路信號帶寬相同。所以，正交調幅的最大優點是節省傳輸帶寬。572.正交調幅信號的產生與解調方法由式（6.2.14）可以看出，將兩路調制信號分別進行雙邊帶調幅，然后相加，就可以產生正交調幅信號對正交調幅信號分別用兩個相位差為90°的本地載波進行同步檢波，就可以恢復原來的兩路調制信號。圖6.2.13是正交調幅信號調制與解調原理圖。58圖6.2.13正交調幅與解調原理圖59設正交調幅信號如式（6.2.14）所示，則解調電路中兩個乘法器輸出分別是然后用兩個低通濾波器就可以分別解調出兩路調制信號uΩ1（t）和uΩ2（t）。

60AM：功率利用率低,但可采用簡單、低成本的包絡檢波方式,故廣泛用于電臺廣播系統,給廣大接收者帶來便利。DSB與SSB：功率利用率高,可用于小型通信系統,其中SSB可節省一半頻帶,但需解決如何獲得同步信號的問題。VSB：廣泛用于電視廣播系統。QAM：節省頻帶，在數字移動通信系統中得到了應用。包絡檢波:僅適用于AM同步檢波:適用于AM,DSB,SSB,VSB,QAM616.3調幅電路高電平調幅低電平調幅集電極調幅輸出功率大既實現調幅，又實現功放輸出功率小基極調幅626.3.1高電平調幅電路1、集電極調幅集電極調制特性是指固定丙類諧振功放的UBB和RΣ,當輸入一個等幅高頻正弦波時,輸出高頻正弦波的振幅Ucm將隨集電極電源電壓的變化而變化。63設集電極電源電壓為UCC(t)=UCC0+uΩ(t),即一個固定直流電壓與一個低頻交流調制信號之和。隨著UCC的變化,靜態工作點左右平移。當諧振功放工作在過壓狀態時,Ucm將發生變化,近似有Ucm∝UCC(t)的關系。如輸入信號為高頻載波cosωct,輸出LC回路調諧在ωc上,則輸出信號:其中k為比例系數。

uo(t)=Ucmcosωct=k［UCC0+uΩ(t)］cosωct64可見,集電極調幅電路可以產生且只能產生普通調幅波,但必須工作在過壓狀態?；鶚O調幅電路如圖6.3.2所示,需要注意的是,基極調幅電路必須工作在欠壓狀態。65高電平調幅優點：調幅、功放合一,整機效率高,可直接產生很大功率輸出的調幅信號缺點：

1、只能產生普通調幅信號2、調制線性度差,例如集電極調制特性中Ucm與UCC（或UBB）并非完全成線性關系。66例6.1采用圖6.3.1所示集電極調幅電路進行普通調幅。已知調制信號頻率范圍為300Hz～4000Hz,平均調幅指數Ma=0.3，

UCC0=24V，IC0=25mA，集電極效率ηc=70%。求輸出載波功率Pc、邊帶功率2PSB、功率利用率ηSB

和頻帶寬度BW。

解：調幅電路電源功率由兩部分組成：（1）直流電源提供的直流功率PD

（2）調制信號uΩ(t)產生的交流功率PΩ。67其中，RD=UCC0/IC0是輸出端等效直流電阻，MaUCC0是調制信號平均振幅。故電源總功率為：P=PD+PΩ=600+27=627mW

從而輸出平均功率為Pav=ηc（PD+PΩ

）=0.7×627=438.9mW68由式（6.2.6）可求得載波功率和邊帶功率分別為所以696.3.2低電平調幅電路模擬乘法器是低電平調幅電路的常用器件。模擬乘法器可實現輸出電壓為兩個輸入電壓的線性積,典型應用包括：乘、除、平方、均方、倍頻、調幅、檢波、混頻、相位檢測等。它不僅可以實現普通調幅,也可以實現雙邊帶調幅與單邊帶調幅。70設兩個輸入信號分別為則兩信號相乘后的輸出信號為可見，乘法運算能夠產生兩個輸入信號頻率的和頻與差頻（這正是調幅、檢波和混頻等電路所需要的功能）。71

1.單片集成模擬乘法器

單片集成模擬乘法器種類較多,由于內部電路結構不同,各項參數指標也不同。在選擇時,應注意以下主要參數：工作頻率范圍、電源電壓、輸入電壓動態范圍、線性度等?，F將常用的Motorola公司MC1496/1496B,MC1495/1495B和MC1494/1494B單片模擬乘法器的參數指標簡介如下。

MC14系列與MC14××B系列的主要區別在于工作溫度,前者為0℃～70℃,后者為-55℃～125℃。其余指標大部分相同,個別后者稍好一些。表6.3.1給出了MC14系列三種型號模擬乘法器的參數典型值。72表6.3.1MC15系列三種型號模擬乘法器的參數典型值下面以圖6.3.3所示MC1496內部電路圖為例，說明模擬乘法器的工作原理。73圖6.3.3

MC1496內部電路圖74輸入u1=Um1cosω1t。恒流源I0=A+Bu2，其中u2=Um2cosω2t

差分對管輸出電流i=iC1-iC275情況1：令②、③腳短路設V7、V8兩個恒流源電流各為I0/2，則并聯后總電流為I0。參照第5章式（5.3.7）可分別求得圖中三個差分電路的輸出電流關系式如下：其中76因為又根據圖中各電流之間的關系并代入上式，可得到所以當ux、uy均小于26mV時(6.3.4)77圖6.3.3

MC1496內部電路圖78情況2：在②、③腳之間接入負反饋電阻Ry設晶體三極管b、e結等效到發射極的電阻為re，則有因為(6.3.5)故(6.3.6)79將式（6.3.6）代入式（6.3.5），有(Ry>>2re)(6.3.7)將式（6.3.7）代入式（6.3.3），得到當ux小于26mV時，(6.3.8)80令②、③腳短路當ux、uy均小于26mV時②、③腳之間接入負反饋電阻Ry當ux小于26mV時根據以上分析可知，加入負反饋電阻Ry以后，uy的動態范圍可以擴大，但ux的幅度大小仍受限制。81

MC1495是在MC1496中增加了X通道線性補償網絡,使X通道輸入動態范圍增大。MC1494是以MC1495為基礎,增加了電壓調整器和輸出電流放大器

MC1495和MC1494分別作為第一代和第二代模擬乘法器的典型產品,線性度很好,既可用于乘、除等模擬運算,也可用于調制、解調等頻率變換,缺點是工作頻率不高。82MC1496工作頻率高,常用作調制、解調和混頻。

X通道：作為載波或本振的輸入端Y通道：調制信號或已調波信號的輸入端當X通道輸入是小信號(小于26mV)時,輸出信號是X、Y通道輸入信號的線性乘積；當X通道輸入是頻率為ωc的單頻很大信號時(大于260mV),根據雙差分模擬乘法器原理（可參看例5.4），輸出信號應是Y通道輸入信號和雙向開關函數K2(ωct)的乘積。兩種情況均可實現調幅。83

2.模擬乘法器調幅電路圖6.3.4是用MC1496組成的普通調幅電路。由圖可知：

X通道兩輸入端⑧、10腳直流電位均為6V,可作為載波輸入通道；

Y通道兩輸入端①、④腳之間外接有調零電路,可通過調節50kΩ電位器使①腳電位比④腳高UY,調制信號uΩ(t)與直流電壓UY迭加后輸入Y通道。

調節電位器可改變調制指數Ma。

輸出端⑥、12腳外應接調諧于載頻的帶通濾波器。

②、③腳之間外接Y通道負反饋電阻。84圖6.3.4MC1496組成的普通調幅或雙邊帶調幅電路85采用圖6.3.4的電路也可以組成雙邊帶調幅電路,區別在于調節電位器的目的是為了使Y通道①、④腳之間的直流電位差為零,即Y通道輸入信號僅為交流調制信號。為了減小流經電位器的電流,便于調零準確,可加大兩個750Ω電阻的阻值,比如各增大10kΩ。86例6.2

已知調制信號uΩ(t)的頻譜范圍為300Hz～4000Hz,載頻為560kHz?，F采用MC1496進行普通調幅,載波信號和調制信號分別從X、Y通道輸入。若X通道輸入是小信號,輸出uo(t)=k1uxuy；若X通道輸入是很大信號,uo(t)=k2uyK2(ωct)。分析這兩種情況的輸出頻譜。

解：由于是普通調幅,故輸入調制信號應迭加在一直流電壓UY上,即uy(t)=UY+uΩ(t),顯然,為使調制指數不大于1,UY應不小于uΩ(t)的最大振幅。令ux(t)=cosωct,則當ux(t)是小信號時,uo(t)=k1(UY+uΩ)cosωct=k1UY87當ux(t)是很大信號時,

uo(t)=k2(UY+uΩ)K2(ωct)根據第5.3節的分析,在前一種情況,uo的頻譜應為ωc和ωc±ΩΣ,其中ΩΣ是uΩ的全部頻譜,如圖例6.2(a)所示,顯然這是普通調幅信號頻譜。由于fc=560kHz,Fmax=4kHz,

fc＞＞Fmax,所以用帶通濾波器很容易取出其中的普通調幅信號頻譜而濾除fc的三次及其以上奇次諧波周圍的無用頻譜。由上面的分析可知,雖然兩種情況下的輸出頻譜不一樣,但經過帶通濾波后的頻譜就一樣了。但是,在有些情況下就很難甚至不可能完全濾除無用頻率分量。88圖例6.2896.4.1包絡檢波

6.4檢波電路

包絡檢波原理圖

g是非線性器件伏安特性曲線斜率。將調幅信號作為非線性器件（晶體二極管或晶體三極管）的輸入，且令非線性器件工作在開關狀態。非線性器件輸出電流為:906.4.1包絡檢波

6.4檢波電路

二極管峰值包絡檢波器

三極管包絡檢波器

包絡檢波原理圖

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二極管峰值包絡檢波器二極管峰值包絡檢波器電路組成：前級輸入（通常為調諧在載頻的高Q值諧振回路）檢波二極管檢波負載電路（RC低通濾波器+負載）92

1.工作原理主要工作條件：大信號（輸入信號大于0.5V）以時域上的波形變化來說明二極管峰值包絡檢波器的工作原理。由圖6.4.1可見,加在二極管上的正向電壓為u=ui-uo。假定二極管導通電壓為零,且伏安特性為:93此電路的兩個特點：①二極管導通與否,不僅與輸入電壓ui有關,還取決于輸出電壓uo,即輸出信號有反饋作用。②二極管導通時,電容充電,充電時間常數為rdC；二極管截止時,電容放電,放電時間常數為RC。由于二極管導通電阻rd很小,因此一般有rdC<<RC。由于充放電過程交替進行,因此uo波形呈鋸齒狀變化。94圖6.4.2二極管峰值包絡檢波器的包絡檢波波形圖6.4.2說明uo波形的變化過程。95由于充放電過程交替進行,因此uo波形呈鋸齒狀變化。可以歸納出以下幾條規律:(1)由于rdC<<RC,故uo上升快,下降慢。

(2)除了起始幾個周期外,二極管導通時間均在輸入高頻振蕩信號的峰值附近,如t4～t5,t6～t7,…,且時間很短,或者說,其導通角θ很小。

(3)高頻振蕩信號的頻率與調制信號的頻率相差越大，二者的周期也相差越大，則uo鋸齒狀波形與調幅信號包絡形狀就越接近，失真就越小。

(4)導通角θ越小,uo曲線與ui的包絡線越接近。若θ趨近于0,則uo曲線就幾乎完全反映了ui的包絡線即調制信號波形,此時檢波效率最高,失真最小。96當ui是等幅正弦波時,即ui=Uim

cosωct時,uo應為電平為Uo的直流電壓,檢波效率ηd可寫成1)檢波效率ηd定義：uo中低頻分量振幅與ui中調制分量振幅的比值。計算公式：當ui是單頻調幅波時,即ui=Uim(1+Ma

cosΩt)cosωct時,uo中的低頻分量為Uom

cosΩt,檢波效率ηd可寫成(6.4.1)

2.性能指標97當θ很小時,由式(6.4.2)和(6.4.1)可知,僅當gD為常數時,θ才為常數,ηd也才為常數,此時輸出信號振幅Uom與調制信號振幅MaUim近似成線性關系。由于僅在大信號工作時,二極管的導通電壓才可以忽略，這時二極管伏安特性用折線近似，電導gD可視為常數,因此峰值包絡檢波電路僅適合于大信號工作。

(6.4.2)利用折線函數分析法,可以求得檢波效率的近似表達式：gD或R越大,則θ越小,ηd越大。98其中Uim是輸入載波的振幅,I1m檢波器電流基頻分量的振幅。檢波器對前級諧振回路等效電阻的影響是并聯了一個阻值為Ri的電阻。

檢波器的瞬時輸入電阻是變化的————二極管在大部分時間截止狀態,在輸入高頻信號的峰值附近導通2)等效輸入電阻Ri

(6.4.3)檢波器相當于前級（通常是一個調諧在載頻的高Q值諧振回路）的負載。

為了研究檢波器對前級諧振回路的影響,故定義檢波器等效輸入電阻

99利用功率守恒的原理：檢波器輸入功率為

輸出功率為若忽略二極管上的功率損耗,則輸入功率應與輸出功率相等,考慮到ηd→1,由此可得：（6.4.4）RRi21?1003)惰性失真在調幅波包絡線下降部分,若電容放電速度過慢,導致uo的下降速率比包絡線的下降速率慢,則在緊接其后的一個或幾個高頻周期內二極管上為負電壓,二極管不能導通,造成uo波形與包絡線的失真。

圖6.4.3惰性失真波形圖

1013)惰性失真由于這種失真來源于電容來不及放電的惰性,故稱為惰性失真。要避免惰性失真,就要保證電容電壓的減小速率在任何一個高頻周期內都要大于或等于包絡線的下降速率。

圖6.4.3惰性失真波形圖

102單頻調幅波的包絡線表達式為：us(t)=Uim(1+MacosΩt)其下降速率為：103

因為電容通過R放電時,電容電流與電阻電流相同,即:

所以電容電壓的減小速率104在開始放電時刻,電容電壓uc可近似視為包絡電壓us,故避免惰性失真的不等式為:即上式又可寫成:105分析可知，f(t)在此時有極大值，此時不等式的解為上式即為避免惰性失真應該滿足的條件。

可見,調幅指數越大,調制信號的頻率越高,時間常數RC的允許值越小。此外，電容C對載頻信號應近似短路（濾除載頻及其以上頻率分量），故有：1064)底部切割失真檢波器輸出uo是在一個直流電壓上迭加了一個交流調制信號需用隔直流電容將解調后的交流調制信號耦合到下一級處理。下一級電路的輸入電阻即作為檢波器的實際負載RL,如圖6.4.4(a)所示。

107為了有效地將檢波后的低頻信號耦合到下一級電路,要求耦合電容Cc的容抗遠遠小于RL,所以Cc的值很大。這樣,

uo中的直流分量幾乎都落在Cc上,這個直流分量的大小近似為輸入載波的振幅Uim。所以Cc可等效為一個電壓為Uim的直流電壓源。此電壓源在R上的分壓為：108檢波器處于穩定工作時,其輸出端R上將存在一個固定電壓UR。當輸入調幅波ui(t)的值小于UR時,二極管將會截止。

也就是說,電平小于UR的包絡線不能被提取出來,出現了失真,如圖6.4.4(b)、(c)所示。109由圖6.4.4(b)可以看出,調幅信號的最小振幅或包絡線的最小電平為Uim(1-Ma),所以,要避免底部切割失真,必須使包絡線的最小電平大于或等于UR,即:（6.4.6）其中R′指RL與R的并聯值,即檢波器的交流負載。式(6.4.6)即為避免底部切割失真應該滿足的要求。由此式可以看出,交流負載R′與直流負載R越接近,可允許的調幅指數越大。110在實際電路中,有兩種措施可減小交直流負載之間的差別。一、在檢波器與下一級電路之間插入一級射隨器,即增大RL的值。二、采用圖6.4.5所示的改進電路,將檢波器直流負載R分成R1和R2兩部分。111在直流負載不變的情況下,改進電路的交流負載為：比原電路增大。通常以免分壓過大使輸出到后級的信號減小過多。

Cc的取值應使低頻調制信號能有效地耦合到RL上,即滿足:112二極管峰值包絡檢波器參數設計為了使二極管峰值包絡檢波器能正常工作——避免兩種失真必須根據輸入調幅信號的工作頻率與調幅指數以及實際負載RL,正確選擇二極管和R、C、Cc的值。

例6.3

已知普通調幅信號載頻fc=465kHz,調制信號頻率范圍為300Hz～3400Hz,Ma=0.3,RL=10kΩ,如何確定圖6.4.5所示二極管峰值包絡檢波器有關元器件參數?113解：一般可按以下步驟進行:1)檢波二極管通常選正向電阻小(500Ω以下)、反向電阻大(500kΩ以上)、結電容小的點接觸型鍺二極管,注意最高工作頻率應滿足要求。

2)RC時間常數應同時滿足以下兩個條件:①電容C對載頻信號應近似短路（濾除載頻及其以上頻率分量）,故應有通常取

;②為避免惰性失真,應有。代入已知條件,可得(1.7～3.4)×10-6≤RC≤0.15×10-3114

3)設,則

。為避免底部切割失真,應有Ma≤R’/R,其中R’=R1+R2RL/(R2+RL)。代入已知條件,可得R≤63kΩ。因為檢波器的輸入電阻Ri不應太小,而Ri=R/2,所以R不能太小。取R=6kΩ,另取C=0.01μF,這樣,RC=0.06×10-3,滿足上一步對時間常數的要求。因此,R1=1kΩ,R2=5kΩ。115

4)Cc的取值應使低頻調制信號能有效地耦合到RL上,即滿足:或取Cc=4.7μF1166.4.2同步檢波電路圖6.4.7是用MC1496組成的同步檢波電路。普通調幅信號或雙邊帶調幅信號經耦合電容后從Y通道①、④腳輸入,同步信號ur從X通道⑧、10腳輸入。12腳單端輸出后經RC的π型低通濾波器取出調制信號uo。此電路的輸入同步信號可以是小信號,也可以是很大信號,分析方法與用作調幅電路時一樣。

117圖6.4.7MC1496組成的同步檢波電路118同步檢波電路比包絡檢波電路復雜需要一個同步信號檢波線性性好不存在惰性失真和底部切割失真問題。