第第頁新型大電流cpu供電的設計挑戰在過去五年里，intel和amd的cpu性能有了顯著提高。cpu性能的提高要求為其供電的調整器越發精確和復雜。

電源設計人員所瀕臨的最大挑戰是如何滿足更大的功率、更小的電壓容限以及更快的瞬態響應，并降低電源的總成本。本文簡要探討了脈寬調制()的進展歷程、多相工作模式和均衡，并提供了一些有助于設計人員應對大功率cpu供電各種挑戰的最新技術。

性能要求不斷提高，成本控制越發嚴格

下表展示了cpu性能在過去5年間的進展。注重：在功率大幅增強的同時，電壓尤其是電壓容限顯著降低。

功率：電壓調整器的一個參數為“相”數，或其提供的通道數。依據可用空間和散熱等因素，每相可提供25w至40w的功率。對于pentium3而言，單相電壓調整器就可滿足要求，而最新一代cpu則需要采納3相或4相電壓調整器。

電流均衡：設計多相電源所瀕臨的挑戰之一便是合理分配各相電流(功率)。假如某相電流嚴峻地不成比例，會加大元器件的負荷并縮短用法壽命。事實上，全部多相電壓調整器都包含了能夠主動均衡各相電流的。

精度：為使cpu工作在較高的時鐘頻率，要求其電源電壓具有極高精度。并且必需在靜態和動態負載下都能保持高精度指標。通過采納精密的片上基準，以及最大程度地降低失調電壓和偏置電流，可獲得良好的靜態精度。而動態電壓精度則與電壓調整器的控制環路帶寬以及調整器輸出端的大容量有關。因為調整器不能立即響應cpu的電流突變，因此設計電路需要大容量的電容。調整器控制環路帶寬越高，響應cpu動態需求的速度就越高，并可迅速補充大容量輸出電容的暫態電流。

對cpu電壓調整器的要求并非不計成本，裸片尺寸和引腳數都與調整器提供的相數成比例。高精度電壓基準要求采納成熟、完美的設計計劃和校準技術。用于電壓和電流檢測、電壓調整以及有源均流的必需保證高速工作，并具有較低的失調誤差和偏置電流，而且相對于工藝和溫度保持穩定。

大功率cpu調整器設計所瀕臨的嚴重挑戰大概就是成本問題，在過去5年當中，cpu核電壓調整器的每相價格降低了4倍甚至更多。

電源控制的基本要素

全部多相電壓調整器都采納這種或那種形式的pwm結構。大多數電壓調整器工作在固定頻率，由時鐘信號觸發高邊(圖1中的qhi)導通，使輸入電源開頭對充電。

圖1.簡化的單相降壓調整器

當控制環路確定應當終止“導通脈沖”時，高邊mosfet斷開，低邊mosfet(qlo)導通，電感對負載放電。因為脈沖前沿(高邊開通)時光固定(由內部時鐘設置)，而脈沖后沿(高邊斷開)則按照控制環路和實時狀態變幻，因此這種pwm控制類型稱為后沿調制。高邊mosfet導通時光相對于時鐘周期的百分比稱為占空比(d)，該占空比在穩定狀態下等于vout/vin。

在電壓控制模式下(參見圖2)，輸出電壓(或其比例)與固定的內部基準電壓舉行比較。產生的誤差信號再與內部固定的鋸齒波(或斜坡)信號舉行比較。該斜坡信號與時鐘脈沖同時觸發，而且只要斜坡信號低于誤差電壓，pwm的輸出就向來保持為高電平。當斜坡信號高于誤差電壓時，pwm比較器的輸出變為低電平并終止導通。電壓環路通過適當的調整控制電壓(vc)以及由此產生的占空比，使輸出電壓(圖3)保持恒定。

圖2.簡化的電壓模式降壓調整器

圖3.電壓模式波形圖

峰值電流模式(參見圖4)將電流檢測引入控制環路，用電感電流斜坡取代了電壓模式下的斜坡信號。與電壓模式類似，根據固定頻率開通高邊mosfet，使電感電流線性升高。當峰值電感電流等于誤差電壓時，導通脈沖終止，高邊mosfet斷開。這種方式需要一個電壓環路和一個電流環路，電壓環路通過適當調節由電流環路測量的電感峰值電流，來保持輸出電壓的穩定。

圖4.簡化的峰值電流模式降壓調整器

需要考慮及權衡的事項

正如人們所料，每種辦法都存在其優缺點。以下各節將對電源設計人員必需考慮的因素加以解釋。

噪聲抑制

電壓模式具有良好的噪聲抑制能力，這是由于在設計控制ic時，可以使斜坡信號的大小與實際信號一樣大。輸出電壓是返回到控制器的唯一敏感信號，因此，電壓模式相對簡單布局。

除了輸出電壓外，峰值電流模式還需要返回一個電流檢測信號，可以由負載電流通路的取樣提供(參見電流均衡)。若要最大限度地降低i2r損耗，檢流電阻的阻值要盡可能小一些。因此，取樣信號往往比電壓模式的內部斜坡信號小一個數量級。值得注重的是，應確保信號不受外部噪聲源的干擾。在實際應用中，峰值電流模式十分通用，而且，采納標準的的電路板布局原則，其布局布線并不困難。

輸入電壓調整

對于輸入電壓的變幻，電壓模式的響應較慢。要響應輸入電壓的變幻，首先必需由輸出電壓誤差反映出來，然后經過電壓反饋環路舉行校正。因此，響應時光受控制環路的帶寬限制。目前，大多數電壓模式調整器均包含可檢測輸入電壓變幻的電路，并通過相應地調整其斜坡信號提供“前饋”。然而，這增強了控制器的復雜性。峰值電流模式的占空比由電感電流斜坡控制，是輸入電壓和輸出電壓二者的函數，峰值電流模式的逐周期電流比較可以提供固有的前饋，因而能夠迅速響應輸入電壓的變幻。

電流均衡

兩相或多相電壓調整器必需動態均衡各相之間的電流，防止某一相電流不成比例。每相電流檢測可通過監測高邊或低邊mosfet的電流來實現，或通過檢測每相流過檢流電阻的電流來實現。檢測mosfet的電流成本低廉，由于它利用了現有的電路元件。但是，因為mosfet電阻隨工藝和溫度顯然變幻，因此精度較低。利用檢流電阻可以實現精確檢測，但增強了成本，并降低了電源轉換效率。

獵取每相電流信息的另一種辦法是利用電感的直流電阻(dcr)作為檢流元件。因為這種辦法利用了現有的電路元件，并由dcr容限來保證合理的精度，因此不增強任何成本。將串聯的電阻、電容跨接在電感兩端，rc時光常數與l/dcr時光常數相匹配。通過檢測兩端的電壓，即可很好地表征電感電流的直流和溝通特性。目前這種辦法在電壓模式和電流模式cpu供電調整器中相當常用。

挑選電壓模式和電流模式是另一個需要權衡的問題。因為電壓模式只在控制環路中用法電壓信號，因此該模式不能控制各個電感的相電流，而這恰好是實現均流的須要條件。峰值電流模式本身可提供電流均衡，由于該模式利用電感電流信號作為控制電路反饋的一部分。目前多相電壓模式調整器必需再增強一個控制環路來實現均流，這樣就增強了ic的復雜性，并帶來其它需要權衡的問題，見電壓定位和瞬態響應部分。

峰值電流模式具備固有的均流功能，但也存在影響均流精度的人為因素。因為電感電流峰值是受控的，而電流谷值并不受控制，兩相之間電感值的差異(例如容限產生的差異)將產生不同峰值的電感電流紋波，造成兩相直流電流的失配，并因此影響相電流均衡的精度。

運用一種稱為迅速有源平均(ra2*)的專有技術，通過獲得每相電感紋波電流的平均值消退了該缺陷。ra2電路(參見圖5)需要5至10個開關周期獵取每一相的峰值紋波電流，然后用峰值電流信號減去紋波電流的1/2。將峰值控制點從電感電流峰值移至直流電流，這樣既保持了峰值電流模式的優點，又可以實現十分精確的直流電流匹配。因為ra2電路不在穩壓調整電流環路上，因此不會降低瞬態響應速度。這項技術已用于針對intelvrd10.1(和下一代vrd)以及amdk8socketm2設計的max8809a/max8810a核電壓調整器中。

圖5.ra2算法的實現

電壓定位和瞬態響應

當處理器負載突變時，現代cpu具有較大的瞬態電流。在這些苛刻的動態指標下，電壓誤差必需保持在允許范圍內，否則，cpu就可能閉鎖。用法足夠大的電容可以汲取或供出cpu瞬變電流；然而，這增強了整體成本。

大多數大電流cpu核電源采納了電壓定位技術，以減小對大容量電容的需求。輸出電壓可以依據定義好的斜率隨負載電流增大而降低(跌落)。電壓與電流之間的關系曲線稱為“負載線”，斜率定義為阻抗(例如，1m)。該計劃的優點是動態下可放寬電壓裕量，從而減小了平安工作對電容容量的要求。

假如不考慮電壓定位，從理論上講電壓模式在電壓環路響應方面具有較大優勢。環路的理論帶寬是輸出電壓紋波頻率的函數，或是每相開關頻率與相數的乘積。在峰值電流模式下，因為“采樣效應”，電壓環路帶寬僅僅是每相開關頻率的函數。

然而，電壓定位在詳細應用中存在實質上的差別。注重：電壓模式控制還需要其次個控制環路來實現電流均衡。該環路的帶寬通常設置為電壓環路帶寬的1/5至1/10，以防止和電壓環路互相干擾，因為電流均衡通常為低速調整，因此低帶寬足以滿足要求。然而，對于電壓定位而言，負載瞬態響應是電流環路帶寬的挺直函數。對于電壓模式，其帶寬相當低(例如5khz)。對于峰值電流模式，電流環路帶寬與電壓環路帶寬相同(如50khz至75khz)，由于僅在一個環路用法電壓和電流反饋。圖6和圖7所示為測試到的圖形，從中可以看出瞬態性能的差異十分顯然。兩個圖中顯示的都是先加載95a階躍負載，然后斷開95a負載的狀況。

圖6.電壓模式瞬態響應(競爭產品)

圖7.峰值電流模式瞬態響應(max8810a)

不同調整器實現電壓定位的方式不盡相同。電壓模式下的其次個電流環路通常可提供總平均電流。該電流根據一定比例，通過電阻建立一個偏移電壓，該偏移電壓作用在基準電壓或反饋電壓，需選取適當的阻值以提供適當的負載線電阻。

max8809a/max8810a采納另一種不同的辦法，用一定的增益來動態設置輸出負載線(圖8)。

圖8.具有動態電壓定位的峰值電流模式控制(max8810a)

誤差電壓計算公式如下所示：

vc=gmvxrcompx(v-vout)

其中，gmv是誤差放大器的增益，rcomp是誤差放大器輸出端和地之間的電阻，vdac是所期望的輸出電壓，vout是實際的輸出電壓。

同樣，pwm比較器反相輸入端上的電壓為：

vc=(iout/n)xrsensexgca

其中，iout是輸出(cpu)負載電流，n是相數，rsense是電流檢測電阻，gca是電流檢測放大器的增益。

在穩壓狀態下，這兩個電壓必需相等，將變量代入并重新收拾，可得：

(vdac-vout)/iout=(rsensexgca)/(nxgmvxrcomp)

(vdac-vout)/iout是前面定義的負載線阻抗。電流檢測增益(gca)和誤差放大器跨導(gmv)為ic參數，是恒定常量；參數rsense和n則由詳細應用打算。因此，通過挑選恰當的rcomp值可設置負載線路阻抗，它還用來設置誤差電壓放大器的增益。

環路補償

上述max8809a/max8810a電壓定位技術的優點在于其簡易性。用于電壓定位的誤差放大器輸出電阻也可用于環路補償。電流峰值模式僅需要單極點補償，以便抵消大容量電容及其esr所形成的零點。max8809a/max8810a則僅需要增強一個與電壓定位電阻并聯的小電容。電壓定位和環路補償的結合大大削減影響調整器輸出精度的誤差源。

因為電壓模式調制器(控制環路)和輸出引入了幾個極點和零點，其補償越發復雜。電壓模式通常需要iii型補償計劃，增強了小尺寸電阻和電容的數目。

溫度補償

用電感dcr作為電流檢測元件的缺點是：因為銅線具有正溫度系數，因此dcr會隨溫度變幻。這挺直影響了電壓定位和限流庇護的精度。

可用法等值、負溫度系數的電阻(ntc)對設計舉行補償。該ntc通常也是設置負載線阻抗電阻網絡的一部分，確保輸出電壓與電流比例在工作溫度范圍內穩定。因為ntc在囫圇溫度范圍內是非線性的，因此，電阻網絡必需包括兩個額外的電阻，在工作溫度范圍內實現阻抗線性化。

該技術的缺點是限流電路并未舉行溫度補償。室溫下確定的限流門限在高溫下必需按比例增強，以應對增加的電流信號。室溫下，電感和mosfet必需加大尺寸，以處理限流條件下的最大電流，這會提高計劃成本。

max8809a/max8810a提供了一項創新技術，這些調整器也采納ntc，但與電壓定位電路無關。器件內部舉行線性化處理，省去了兩個外部電阻，經過溫度修正后的電流信息用于內部電壓定位和限流。競爭產品還需要其次個ntc補償限流，而max8809a/max8810a則用法同一內部溫度信息實現vrho