1、PID 功能詳解 一、 PID 掌握簡介 PID Proportional Integral Derivative掌握是最早進展起來的掌握策略之一,由于其算法簡潔、魯棒性好和牢靠性高,被廣泛應用于工業過程掌握,尤 其適用于可建立精確數學模型的確定性掌握系統；在工程實際中,應用最為廣泛的調劑器掌握規律為比例、積分、微分掌握,簡稱 PID 掌握,又稱 PID 調劑,它實際上是一種算法；PID 掌握器問世至今已有近 70 年歷史,它以其結構簡潔、穩固性好、工作牢靠、調整便利而成為工業控制的主要技術之一； 當被控對象的結構和參數不能完全把握,或得不到精確的數學模型 時,掌握理論的其它技術難以采納時,系

2、統掌握器的結構和參數必需依靠體會和現場調試來確定, 這時應用 PID 掌握技術最為便利； 即當我們不完全了解一個系統 和被控對象,或不能通過有效的測量手段來獲得系統參數時,最適合用 PID 掌握技術； PID 掌握,實際中也有PI 和 PD掌握； PID 掌握器就是依據系統的誤 差,利用比例、積分、微分運算出掌握量進行掌握的；從信號變換的角度而言, 超前校正、 滯后校正、 滯后超前校正可以總結為比例、積分、微分三種運算及其組合； PID 調劑器的適用范疇： PID 調劑掌握是一個傳統掌握方法, 它適用于溫度、壓力、流量、液位等幾乎全部現場,不同的現場,僅僅是PID 參數應設置不同,只要參數設置

3、得當均可以達到很好的成效；均可以達到 0.1%,甚至更高的掌握要 求；PID 掌握的不足1. 在實際工業生產過程往往具有非線性、時變不確定,難以建立精確的數學模 型,常規的 PID 掌握器不能達到抱負的掌握成效；2. 在實際生產現場中,由于受到參數整定方法煩雜的困擾,常規 PID 掌握器參 數往往整定不良、成效欠佳,對運行工況的適應才能很差；二、 PID 掌握器各校正環節 任何閉環掌握系統的首要任務是要穩（穩固） 、快（快速）、準（精確）的響1 / 27 應命令； PID 調整的主要工作就是如何實現這一任務；增大比例系數 P 將加快系統的響應,它的作用于輸出值較快,但不能很好 穩固在一個抱負的

4、數值, 不良的結果是雖較能有效的克服擾動的影響,但有余差顯現,過大的比例系數會使系統有比較大的超調, 并產生振蕩, 使穩固性變壞；積分能在比例的基礎上排除余差,它能對穩固后有累積誤差的系統進行誤差修 整,減小穩態誤差；微分具有超前作用,對于具有容量滯后的掌握通道,引入微分參加掌握, 在微分項設置得當的情形下,對于提高系統的動態性能指標,有著顯著成效,它可以使系統超調量減小,穩固性增加,動態誤差減小；綜上所述, P比例掌握系統的響應快速性,快速作用于輸出,好比 現在 （現在就起作用,快）,I 積分掌握系統的精確性,排除過去的累積誤差,好比 過 去 （清除過去積怨,回到精確軌道） ,D微分掌握系統

5、的穩固性,具有超 前掌握作用,好比 將來 （放眼將來,未雨綢繆,穩固才能進展）；當然這個結論也 不行一概而論,只是想讓初學者更加快速的懂得PID 的作用；在調整的時候, 你所要做的任務就是在系統結構答應的情形下,在這三個參 數之間權衡調整,達到正確掌握成效,實現穩快準的掌握特點；比例掌握可快速、準時、按比例調劑偏差,提高掌握靈敏度,但有靜差,控 制精度低； 積分掌握能排除偏差, 提高掌握精度、 改善穩態性能, 但易引起震蕩,造成超 調；微分掌握是一種超前掌握,能調劑系統速度、減小超調量、提高穩 定性,但其時間常數過大會引入干擾、系統沖擊大,過小就調劑周期長、成效不 積分、微分掌握相互協作,合理

6、挑選 PID 調劑器的參數,即比例 顯著；比例、系數 KP、積分時間常數 i 和微分時間常數 D,可快速、精確、平穩的排除偏 差,達到良好的 掌握成效；1. 比例環節成比例地反映掌握系統的偏差信號et ,偏差一旦產生,掌握器立刻產生掌握作用,以減小偏差；當僅有比例掌握時系統輸出存在穩態誤差（Steady-state error ）； P 參數越小比例作用越強,動態響應越快,排除誤差的才能越強；但實際系統是有慣性的,掌握輸出變化后,實際yt 值變化仍需等待一段時間才會緩慢2 / 27 變化； 由于實際系統是有慣性的,比例作用不宜太強,比例作用太強會引起系 統振蕩不穩固； P 參數的大小應在以上定

7、量運算的基礎上依據系統響應情形,現 場調試打算, 通常將 P 參數由大向小調, 以能達到最快響應又無超調 或無大的 超調 為正確參數；優點 : 調整系統的開環比例系數,提高系統的穩態精度,減低系統的惰性,加快 響應速度；而且會使 缺點 : 僅用 P 掌握器 , 過大的開環比例系數不僅會使系統的超調量增大,系統穩固裕度變小,甚至不穩固；2. 積分環節掌握器的輸出與輸入誤差信號的積分成正比關系；系統的無差度；積分作用的強弱取決于積分時間常數 反之就越強；為什么要引進積分作用？主要用于排除靜差, 提高 T,T 越大,積分作用越弱,比例作用的輸出與誤差的大小成正比,誤差越大,輸出越大,誤差越小,輸 出

8、越小,誤差為零,輸出為零；由于沒有誤差時輸出為零,因此比例調劑不行能完全排除誤差,不行能使被控的PV值達到給定值；必需存在一個穩固的誤差,以維護一個穩固的輸出,才能使系統的 PV值保持穩固；這就是通常所說的比例作用是有差調劑,是有靜差的,加強比例作用只能削減靜差,不能排除靜差 靜差：即靜態誤差,也稱穩態誤差 ；為了排除靜差必需引入積分作用, 積分作用可以排除靜差, 以使被控的 yt值最終與給定值一樣；引進積分作用的目的也就是為了排除靜差,使 yt 值達到給定值,并保持一樣；積分作用排除靜差的原理是, 只要有誤差存在, 就對誤差進行積分, 使輸出連續增大或減小,始終到誤差為零,積分停止,輸出不再

9、變化,系統的 PV值保持穩固, yt 值等于 ut 值,達到無差調劑的成效；但由于實際系統是有慣性的, 輸出變化后, yt 值不會立刻變化, 須等待一段時間才緩慢變化, 因此積分的快慢必需與實際系統的慣性相匹配,慣性大、 積分作 用就應當弱,積分時間I 就應當大些,反之而然；假如積分作用太強,積3 / 27 分輸出變化過快, 就會引起積分過頭的現象, 產生積分超調和振蕩； 通常 I 參數 也是由大往 小調,即積分作用由小往大調,觀看系統響應以能達到快速排除誤 差,達到給定值,又不引起振蕩為準；對一個自動掌握系統, 假如在進入穩態后存在穩態誤差,就稱這個掌握系統）；為了消 是有穩態誤差的或簡稱有

10、差系統（System with Steady-state Error 除穩態誤差, 在掌握器中必需引入 “ 積分項” ；積分項對誤差取決于時間的積分,隨著時間的增加,積分項會增大；這樣,即便誤差很小,積 分項也會隨著時間 的增加而加大,它推動掌握器的輸出增大使穩態誤差進一步減小,直到等于零；因此,比例 +積分PI 掌握器,可以使系統在進入穩態后無穩 態誤差； PI 掌握器不但保持了積分掌握器排除穩態誤差的“ 記憶功能”分掌握排除誤差時反應不靈敏的缺點；優點：排除穩態誤差；,而且克服了單獨使用積缺點：積分掌握器的加入會影響系統的穩固性,使系統的穩固裕度減小；3. 微分環節 反映偏差信號的變化趨勢

11、, 并能在偏差信號變得太大之前, 在系統中引入一 個有效的早期修正信號, 從而加快系統的動作速度, 削減調劑時間； 在微分掌握 中,掌握器的輸出與輸入誤差信號的微分（即誤差的變化率）成正比關系；為什么要引進微分作用？前面已經分析過, 不論比例調劑作用, 仍是積分調劑作用都是建立在產生誤 差后才進行調劑以排除誤差, 都是事后調劑,因此這種調劑對穩態來說是無差的,必需 對動態來說確定是有差的, 由于對于負載變化或給定值變化所產生的擾動,等待產生誤差以后,然后再來漸漸調劑予以排除；但一般的掌握系統, 不僅對穩固掌握有要求, 而且對動態指標也有要求, 通常都要求負載變化或給定調整等引起擾動后,復原到穩

12、態的速度要快, 因此光有比例和積 分調劑作用仍不能完全滿意要求,必需引入微分作用；比例作用和積分作用是事后調劑 即發生誤差后才進行調劑 ,而微分作用就是事前預防掌握,即一發覺 yt 有變大或變小的趨勢,立刻就輸出一個阻擋其變化的掌握信號,以防止顯現過沖或超調等；4 / 27 D 越大,微分作用越強, D越小,微分作用越弱；系統調試時通常把 D從小往大調,具體參數由試驗打算；如：由于給定值調整或負載擾動引起yt 變化,比例作用和微分作用肯定等到 yt 值變化后才進行調劑,并且誤差小時,產生的比例和積分調劑作用也小, 訂正誤差的才能也小,誤差大時,產生的比例和積分作用才增大；由于是事后調劑動態指標

13、不會很抱負； 而微分作用可以在產生誤差之前一發覺有產生誤差的趨勢就 開頭調劑,是提前掌握,所以準時性更好,可以最大限度地削減動態誤差,使整體成效更好； 但微分作用只能作為比例和積分掌握的一種補充,不能起主導作用,微 分作用不能太強,太強也會引起系統不穩固,產生振蕩,微分作用只能在 P 和 I 調好后再由小往大調,一點一點試著加上去；自動掌握系統在克服誤差的調劑過程中可能會顯現振蕩甚至失穩；其緣由是由于存在有較大慣性組件 （環節） 或有滯后 delay 組件,具有抑制誤差的作用,其變化總是落后于誤差的變化； 解決的方法是使抑制誤差的作用的變化“ 超前” ,即在誤差接近零時, 抑制誤差的作用就應當

14、是零；這就是說, 在掌握器中僅引入“ 比例” 項往往是不夠的, 比例項的作用僅是放大誤差的幅值,而目前需要增加的是“ 微分項” ,它能猜測誤差變化的趨勢；這樣,具有比例 +微分的掌握器,就能 夠提前使抑制誤差的掌握作用等于零,甚至為負值,從而防止了被控量的嚴重超調；所以對有較大慣性或滯后的被控對象,比例+微分 PD掌握器能改善系統在 調劑過程中的動態特性； PD掌握只在動態過程中才起作用,對恒定穩態情 況起阻斷作用；因此,微分掌握在任何情形下都不能單獨使用；優點：使系統的響應速度變快,超調減小,振蕩減輕,對動態過程有“ 猜測” 作 用；在低頻段,主要是 PI 掌握規律起作用,提高系統型別,排除

15、或削減穩態誤差；在中高頻段主要是 PD規律起作用,增大截止頻率和相角裕度,提高響應速 度；因此,掌握器可以全面地提高系統的掌握性能；三、 PID 掌握器的參數整定 PID 掌握器的參數整定是掌握系統設計的核心內容；它是依據被控過程的特 性確定 PID 掌握器的比例系數、積分時間和微分時間的大小；PID 掌握器參數整5 / 27 定的方法很多,概括起來有兩大類：1. 理論運算整定法 它主要是依據系統的數學模型, 經過理論運算確定掌握器參數； 這種方法所 得到的運算數據未必可以直接用,仍必需通過工程實際進行調整和修改；2. 工程整定方法 它主要依靠工程體會, 直接在掌握系統的試驗中進行,且方法簡潔

16、、 易于掌握,在工程實際中被廣泛采納；PID 掌握器參數的工程整定方法,主要有臨界比例法、 反應曲線法和衰減法；三種方法各有其特點,其共同點都是通過試驗,然后依據工程體會公式對掌握器參數進行整定；但無論采納哪一種方法所得到的掌握器參數,都需要在實際運行中進行最終調整與完善；現在一般采納的是臨界比例法；利用該方法進行 PID 掌握器參數的整定步驟如下：1 第一預挑選一個足夠短的采樣周期讓系統工作；2 僅加入比例掌握環節,直到系統對輸入的階躍響應顯現臨界振蕩,登記這時 的比例放大系數和臨界振蕩周期；3 在肯定的掌握度下通過公式運算得到PID 調試一般原就PID 掌握器的參數；a. 在輸出不振蕩時,

17、增大比例增益 P；b. 在輸出不振蕩時,減小積分時間常數 Ti ；c. 在輸出不振蕩時,增大微分時間常數 Td；PID 調試一般步驟a. 確定比例增益 P 確定比例增益 P 時,第一去掉 PID 的積分項和微分項, 一般是令 Ti=0 、Td=0（具體見 PID 的參數設定說明）,使 PID 為純比例調劑；輸入設定為系統答應的最大值的 60%70%,由0逐步加大比例增益P,直至系統顯現振蕩；再反過來,從今時的比例增益 P 逐步減小,直至系統振蕩消逝,記錄此時的比例增益 P,設定 PID 的比例增益 P為當前值的 60%70%；比例增益 P調試完成；b. 確定積分時間常數 Ti 6 / 27 比

18、例增益 P 確定后,設定一個較大的積分時間常數 小 Ti ,直至系統顯現振蕩,之后在反過來,逐步加大Ti 的初值,然后逐步減 Ti ,直至系統振蕩消逝；記錄此時的 Ti ,設定 PID 的積分時間常數 Ti 為當前值的 150%180%；積分時間常數 Ti 調試完成；c. 確定積分時間常數 Td 積分時間常數 Td 一般不用設定,為 0即可；如要設定,與確定 P 和 Ti 的方法相同,取不振蕩時的 30%；d. 系統空載、帶載聯調,再對PID 參數進行微調,直至滿意要求；變速積分的基本思想是, 設法轉變積分項的累加速度, 使其與偏差大小相對 應：偏差越大,積分越慢；反之就越快,有利于提高系統品

19、質；7 / 27 PWM波的產生 PWM掌握方式廣泛應用于各種掌握系統中,但對脈沖寬度的調劑一般采納硬件來實現；如使用PWM掌握器或在系統中增加PWM電路 1 等,就成本高、響應速度慢,而且 PWM掌握器與系統之間存在兼容問題；另外,掌握系統中的信號采樣通常是由 A/D 轉換器來完成, 因此檢測精度要求較高時, 調理電路復雜, 而且 因 A/D 的位數高,從而使設計的系統成本居高不下；本文以應用于溫度掌握系統為例,介紹利用 Motorola 公司生產的新型單片 機 MSP430F413內的定時器 Time_A設計可以用時間量進行溫度采樣以及實現 PWM 調劑的方法；為了可在使用少量外圍電路的情

20、形下實現掌握系統的高精度測量和掌握,一方面用時間量采樣,在省去 方面在定時中斷內完全用軟件實現1片 A/D 的情形下得到 12位的高精度；另一 PWM調劑,以易于進行數據的通信和顯示； 該系統在中斷內可以解決波形產生的實時在線運算和運算精度問題,可精確、實時地運算設定頻率下的脈沖寬度；1 單片機 MSP430F413及定時器 MSP430系列的單片機F413在超低功耗和功能集成上都有肯定的特色, 可大大減小外圍電路的復雜性, 它的實時處理才能及各種外圍模塊使其可應用在多個低功耗領域 Timer_A 有如下主要功能模塊；2 ； MSP430F413中通用 16位定時器1 一個可連續遞增計數至預定

21、值并返回 0的計數器；2 軟件可挑選時鐘源；35 個捕獲 / 比較寄存器,每個有獨立的捕獲大事；45 個輸出模塊,支持脈寬調制的需要；定時器掌握寄存器 TACTL的各位可掌握 Timer_A 的配置,并定義 16位定時器的基本操作,可挑選原始頻率或分頻后的輸入時鐘源及4種工作模式；另外仍有清除功能和溢出中斷掌握位；5個捕獲 / 比較寄存器 CCRx的操作相同,它們通過各自的掌握寄存器 CCTLx進行配置；2 時間量采樣及 PWM掌握的實現原理以應用于溫度掌握系統為例,介紹用定時8 / 27 器實現信號采樣和 PWM掌握的方法；該溫度掌握系統包括單片機、 溫度測量電路、負載驅動電路及電源掌握、低

22、電壓檢測和顯示電路等其他外圍部分；單片機 MSP430F413中用于測量和掌握溫度的主要I/O口有： P1.0 ：輸出 50Hz方波,用于產生三角波；P1.2：驅動溫度掌握執行元件,P2.0：脈寬捕獲；2kHz方波 PWM輸出；2.1 單片機端口的中斷設置 溫度掌握系統的 50Hz方波輸出、 PWM輸出和輸入捕 捉都是由定時中斷來實現； 這3個中斷分別由 P0、P1和 P2口的外圍模塊引起, 屬 于外部可屏蔽中斷； 初始化時, 對這 3個 I/O 口進行中斷設置, 并對 Time_A掌握 寄存器 TACTL設置,包括輸入信號 2分頻、選用幫助時鐘 ACLK等；當定義完捕獲/ 比較寄存器后,重新

23、賦值TACTL,啟動定時器,開頭連續遞增計數；2.2 脈寬捕獲實現溫度值的采樣 溫度測量電路將溫度值轉換為電壓值,同時單片機產生的 50Hz 方波經電容充放電電路變換得到同頻率的三角波,其電壓值切割三角波,從而將溫度值轉換為相應寬度的脈沖送入單片機；波形變化如圖 1所示；通過設置 CCTLx中的模式位,可將對應的捕獲 / 比較寄存器 CCRx設定為捕獲模式,用于時間大事的精確定位； 假如在選定的輸入引腳上發生選定脈沖的觸發沿,就定時器計數的值將被復制到 CCRx中；依據這一原理,選定 P2.0為輸入引腳,設置 CCTL2為捕獲模式,所測溫度值由模擬量經測量電路轉換為脈沖后,P2.0捕獲脈沖下降

24、沿,進入中斷 T2,得到與溫度值一樣的單位時間內的脈沖數,存入 CCR2作進一步處理；9 / 27 這樣,系統就在不使用 A/D 轉換器的情形下完成了模數轉換；由于單片機的時鐘精確度高, 而且時間量是一個相對精度極高的量,但本系統中用時間量進行溫度采樣可獲得 12位的高精度,同時采納 50Hz 脈沖,可以大大排除工頻干擾；這些 都為進行精確的溫度掌握供應了必要的條件；2.3 PWM信號生成原理將捕獲 / 比較寄存器CCR0和 CCR1定義為比較模式,它們的輸出單元 OUT0和 OUT1分別對應單片機引腳P1.0（TA0）和 P1.2（TA1）；進入比較模式后,假如定時器 CCRx的計數值等于比

25、較寄存器 x 中的值,就比較信號EQUx輸出到輸出單元 OUTx中,同時依據選定的模式對信號置位、復位或翻轉；其中：設置 EQU0將 OUT0信號翻轉,信號時鐘與定時器時鐘同步,這樣就可以在P1.0引腳上得到 50Hz的方波信號；設置EQU1輸出模式為 PWM復位 / 置位；設定模式下定時中斷的輸出如圖 2所示；依據設定的 PWM復位 / 置位模式,如 CCR1計數器溢出,就 EQU1將 OUT1復位；如 CCR0計數器溢出,就 EQU0將 OUT1置位；利用 CCR0和 CCR1計數起始點的差值,實現占空比的變化, 從而在 P1.2上完成 PWM輸出；系統對占空比的調劑是通過轉變CCR1的基

26、數來實現的；定時器時鐘為2MHz、CCR1和 CCR0的計數值為 1 000時,可獲得 2kHz的 PWM輸出頻率；負載驅動 電路將單片機 P1.2引腳輸出的 PWM信號放大濾波, 用于驅動大功率的執行元件；3 軟件設計 3.1 系統主程序在主程序中包括系統初始化、 定時器的初始化、 溫度采樣值的讀入、 負載驅動和顯示等； 系統進行溫度值采樣和 PWM輸出均在定時中斷內完成, PWM輸出脈沖的占空比就由 3所示；PID 算法得到；系統主程序流程圖如圖10 / 27 3.2 PID 脈寬調劑系統對脈寬的調制由PID 算法實現；依據算法原理,本系統設計了一套完全由軟件實現的PID 算法,并且在掌握

27、過程中完成參數的自整定；PID 調劑的掌握過程：單片機讀出數字形式的實際溫度 Tn,然后和設定溫度 Tg相比較,得出差值 en=Tn-Tg,依據 en 的正負和大小,調用 PID 公式,運算得到與輸出電壓 un 一樣的占空比, 調劑溫度的升降, 同時查找最優條件, 轉變 PID參數；增量式 PID 掌握算法的輸出量 3 ：PID 調劑程序直接寫入單片機內, 依據得到的值轉變計數器 CCR1的基數值,從而轉變輸出脈沖的占空比,達到調劑 PWM的目的；3.3 定時中斷 定時中斷子程序流程如圖 4所示；系統采納的晶振頻率為 2MHz,T0中斷的作用是得到頻率為50Hz、占空比為 90%的方波, 用以

28、產生三角波, 并檢查 1個周期內是否有漏采的數據； T0模溢出翻轉為高電平, 輸出比較間隔為 18ms；其 11 / 27 中, CCR0加了 PWM的模,該值即為 CCR0和 CCR1的差值,用以產生輸出所需的脈 沖寬度；T1中斷內處理的是掌握端口的PWM輸出,并檢查 1個周期內是否重復采集數據,T1輸出比較產生低電平, 輸出比較間隔為 20ms；T2中斷捕獲溫度測量端口的脈寬,得到所測的溫度值；4 終止語 利用單片機 MSP430F413內的定時器 Time_A進行溫度采樣以及實現 PWM 調劑的方法, 可以廣泛用于具有端口捕獲功能的單片機中；與傳統方法比較, 它不僅可以簡化測量和掌握電路

29、的硬件結構,而且可以便利地建立人機接口, 實現用軟件調整參數,使掌握更精確、實時、牢靠；經過試驗,該方法應用于溫度控制系統中獲得了預期的精確 系統中；PWM技術編輯PWM調劑波形；該方法同樣可以用于其他單片機掌握PWM是一種對模擬信號電平進行數字編碼的方法；通過高辨論率計數器的使12 / 27 用,方波的占空比被調制用來對一個具體模擬信號的電平進行編碼；PWM信號仍然是數字的, 由于在給定的任何時刻, 滿幅值的直流供電要么完全有 ON,要么完全無 OFF；電壓或電流源是以一種通ON或斷 OFF的重復脈沖序列被加到模擬負載上去的； 通的時候即是直流供電被加到負載上的時候,斷的時候即是供電被斷開的

30、時候；只要帶寬足夠,任何模擬值都可以使用簡介PWM進行編碼；脈寬調制（ PWM:Pulse Width Modulation）是利用微處理器的數字輸出來對模擬電路進行掌握的一種特別有效的技術,制與變換的很多領域中；優點廣泛應用在從測量、 通信到功率控PWM的一個優點是從處理器到被控系統信號都是數字形式的,在進行數模轉 換；可將噪聲影響降到最低 （可以話跟電腦一樣 ；噪聲只有在強到足以將規律 1 轉變為規律 0或將規律 0轉變為規律 1時,也才能對數字信號產生影響；對噪聲抗擊才能的增強是PWM相對于模擬掌握的另外一個優點,而且這也是在某些時候將 PWM用于通信的主要緣由； 從模擬信號轉向 PWM

31、可以極大地延長通 信距離；在接收端, 通過適當的 RC或 LC網絡可以濾除調制高頻方波并將信號仍原為模擬形式；PWM掌握技術始終是變頻技術的核心技術之一；1964年 A.Schonung 和H.stemmler 第一提出把這項通訊技術應用到溝通傳動中,從今為溝通傳動的推廣應用開創了新的局面；從最初采納模擬電路完成三角調制波和參考正弦波比較,產生正弦脈寬調制SPWM信號以掌握功率器件的開關開頭,到目前采納全數字化方案,完成優化的實時在線的 PWM信號輸出,可以說直到目前為止,位置,并始終是人們爭論的熱點；13 / 27 PWM在各種應用場合仍在主導由于 PWM可以同時實現變頻變壓反抑制諧波的特點

32、；由此在溝通傳動及至其它能量變換系統中得到廣泛應用； PWM掌握技術大致可以分為三類, 正弦 PWM（包括電壓,電流或磁通的正弦為目標的各種PWM方案,多重 PWM也應歸于此類）,優化 PWM及隨機 PWM；正弦 PWM已為人們所熟知,而旨在改善輸出電壓、電流波形,降低電源系統諧波的多重PWM技術在大功率變頻器中有其特殊的優勢（如ABB ACS1000系列和美國 ROBICON公司的完善無諧波系列等） ；而優化 PWM所追求的就是實現電流諧波畸變率（THD）最小,電壓利用率最高,效率最優,及轉矩脈動最小以及其它特定優化目標；在70歲月開頭至 80歲月初, 由于當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓

33、三極管,載波頻率一般最高不超過 5kHz,電機繞組的電磁噪音及諧波引起的振動引起人們的關注； 為求得改善, 隨機 PWM方法應運而生； 其原理是隨機轉變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白噪音（在線性頻率坐標系中, 各頻率能量分布是均勻的）,盡管噪音的總分貝數未變,但以固定開關頻率為特點的有色噪音強度大大減弱；正由于如此,即使在 制在較低頻率的場合,隨機IGBT已被廣泛應用的今日,對于載波頻率必需限 PWM仍舊有其特別的價值（ DTC掌握即為一例）；別一方面就告知人們排除機械和電磁噪音的正確方法不是盲目地提高工作頻率,因為隨機 PWM技術供應了一個分析、解決問題的全新思路；- 幾種 PWM掌握方

34、法采樣掌握理論中有一個重要結論：沖量相等而外形不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時,其成效基本相同 .PWM掌握技術就是以該結論為理論基礎,對半導體開關器件的導通和關斷進行掌握,使輸出端得到一系列幅值相等而寬度不相等的脈沖,用這些脈沖來代替正弦波或其他所需要的波形 . 按肯定的規章對各脈沖的寬度進行調制,既可轉變逆變電路輸出電壓的大小,也可轉變輸出頻率 . PWM掌握的基本原理很早就已經提出, 但是受電力電子器件進展水平的制約,在上世紀 80歲月以前始終未能實現 . 直到進入上世紀 80歲月,隨著全控型電力電14 / 27 子器件的顯現和快速進展,PWM掌握技術才真正得到應用 . 隨著電力電子技

35、術,微電子技術和自動掌握技術的進展以及各種新的理論方法,如現代掌握理論 , 非線性系統掌握思想的應用,PWM掌握技術獲得了空前的進展 . 到目前為止,已出現了多種 PWM掌握技術,依據 PWM掌握技術的特點,到目前為止主要有以下 8類方法 . 1 相電壓掌握 PWM 等脈寬 PWM法VVVFVariable Voltage Variable Frequency）裝置在早期是采納 PAMPulse Amplitude Modulation ）掌握技術來實現的,其逆變器部分只能輸出頻率可調的方波電壓而不能調壓 . 等脈寬 PWM法正是為了克服 PAM法的這個缺點進展而來的,是 PWM法中最為簡潔的

36、一種 . 它是把每一脈沖的寬度均相等的脈沖列作為 PWM波,通過轉變脈沖列的周期可以調頻,轉變脈沖的寬度或占空比可以調壓,采納適當掌握方法即可使電壓與頻率和諧變化. 相對于 PAM法,該方法的優點是簡化了電路結構,提高了輸入端的功率因數, 但同時也存在輸出電壓中除基波外,仍包含較大的諧波重量 . 隨機 PWM 在上世紀 70歲月開頭至上世紀 80歲月初, 由于當時大功率晶體管主要為雙極性達林頓三極管,載波頻率一般不超過5kHz, 電機繞組的電磁噪音及諧波造成的振動引起了人們的關注 . 為求得改善,隨機 PWM方法應運而生 . 其原理是隨機轉變開關頻率使電機電磁噪音近似為限帶白噪聲（在線性頻率坐

37、標系中, 各頻率能量分布是勻稱的）,盡管噪音的總分貝數未變,但以固定開關頻率為特點的有色噪音強度大大減弱 . 正由于如此, 即使在 IGBT已被廣泛應用的今日, 對于載波頻率必需限制在較低頻率的場合, 隨機 PWM仍舊有其特別的價值； 另一方面就說明白排除機械和電磁噪音的正確方法不是盲目地提高工作頻率,隨機 PWM技術正是提供了一個分析,解決這種問題的全新思路 . SPWM法15 / 27 SPWMSinusoidal PWM）法是一種比較成熟的,目前使用較廣泛的 PWM法. 前面提到的采樣掌握理論中的一個重要結論：沖量相等而外形不同的窄脈沖加在具有慣性的環節上時,其成效基本相同 .SPWM法

38、就是以該結論為理論基礎,用脈沖寬度按正弦規律變化而和正弦波等效的PWM波形即 SPWM波形掌握逆變電路中開關器件的通斷,使其輸出的脈沖電壓的面積與所期望輸出的正弦波在相應區間內的面積相等,通過轉變調制波的頻率和幅值就可調劑逆變電路輸出電壓的頻率和 幅值 . 該方法的實現有以下幾種方案 . 等面積法該方案實際上就是 SPWM法原理的直接闡釋,用同樣數量的等幅而不等寬的 矩形脈沖序列代替正弦波, 然后運算各脈沖的寬度和間隔, 并把這些數據存于微機中,通過查表的方式生成 PWM信號掌握開關器件的通斷,以達到預期的目的 . 由于此方法是以 SPWM掌握的基本原理為動身點,可以精確地運算出各開關器件的通

39、斷時刻, 其所得的的波形很接近正弦波,大,不能實時掌握的缺點 . 硬件調制法但其存在運算繁瑣, 數據占用內存硬件調制法是為解決等面積法運算繁瑣的缺點而提出的,其原理就是把所希望的波形作為調制信號, 把接受調制的信號作為載波, 通過對載波的調制得到所期望的 PWM波形 . 通常采納等腰三角波作為載波,當調制信號波為正弦波時,所得到的就是 SPWM波形 . 其實現方法簡潔, 可以用模擬電路構成三角波載波和正弦調制波發生電路,用比較器來確定它們的交點, 在交點時刻對開關器件的通斷進行掌握,就可以生成 SPWM波. 但是,這種模擬電路結構復雜, 難以實現精確的控 制. 軟件生成法由于微機技術的進展使得

40、用軟件生成SPWM波形變得比較簡潔,因此,軟件生成法也就應運而生 . 軟件生成法其實就是用軟件來實現調制的方法,其有兩種 基本算法,即自然采樣法和規章采樣法 . 16 / 27 自然采樣法以正弦波為調制波,等腰三角波為載波進行比較,在兩個波形的自然交點時刻掌握開關器件的通斷, 這就是自然采樣法 . 其優點是所得 SPWM波形最接近正弦波,但由于三角波與正弦波交點有任意性,脈沖中心在一個周期內不等距,從而脈寬表達式是一個超越方程,運算繁瑣,難以實時掌握 . 規章采樣法規章采樣法是一種應用較廣的工程有用方法,一般采納三角波作為載波 . 其原理就是用三角波對正弦波進行采樣得到階梯波,再以階梯波與三角

41、波的交點時刻掌握開關器件的通斷, 從而實現 SPWM法. 當三角波只在其頂點 （或底點） 位置 對正弦波進行采樣時, 由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬,在一個載波周期（即采樣周期）內的位置是對稱的,這種方法稱為對稱規章采樣 . 當三角波既在其頂點又在底點時刻對正弦波進行采樣時,由階梯波與三角波的交點所確定的脈寬,在一個載波周期（此時為采樣周期的兩倍）內的位置一般并不對稱,這種方 法稱為非對稱規章采樣 . 規章采樣法是對自然采樣法的改進,其主要優點就是是運算簡潔,便于在線實時運算,其中非對稱規章采樣法因階數多而更接近正弦用率較低,線性掌握范疇較小 . 以上兩種方法均只適用于同步調制方式中 .

42、低次諧波消去法. 其缺點是直流電壓利低次諧波消去法是以消去PWM波形中某些主要的低次諧波為目的的方法. 其原理是對輸出電壓波形按傅氏級數綻開,表示為u（ t=ansinn t ,第一確定基波重量 a1的值,再令兩個不同的 an=0,就可以建立三個方程, 聯立求解得 a1,a2 及 a3,這樣就可以消去兩個頻率的諧波 . 該方法雖然可以很好地排除所指定的低次諧波,但是,剩余未消去的較低次17 / 27 諧波的幅值可能會相當大,而且同樣存在運算復雜的缺點 同步調制方式中 . 梯形波與三角波比較法. 該方法同樣只適用于前面所介紹的各種方法主要是以輸出波形盡量接近正弦波為目的,從而忽視了直流電壓的利用

43、率,如 SPWM法,其直流電壓利用率僅為 86.6%.因此,為了提高直流電壓利用率,提出了一種新的方法- 梯形波與三角波比較法 . 該方法是采用梯形波作為調制信號, 三角波為載波, 且使兩波幅值相等, 以兩波的交點時刻 掌握開關器件的通斷實現 PWM掌握 . 由于當梯形波幅值和三角波幅值相等時,角波幅值,從而可以有效地提高直流電壓利用率其所含的基波重量幅值已超過了三 . 但由于梯形波本身含有低次諧波,所以輸出波形中含有 5次, 7次等低次諧波 . 線電壓掌握 PWM 前面所介紹的各種PWM掌握方法用于三相逆變電路時,都是對三相輸出相電壓分別進行掌握的, 使其輸出接近正弦波, 但是,對于像三相異

44、步電動機這樣的三相無中線對稱負載, 逆變器輸出不必追求相電壓接近正弦,而可著眼于使線電壓趨于正弦 . 因此,提出了線電壓掌握馬鞍形波與三角波比較法PWM,主要有以下兩種方法 . 馬鞍形波與三角波比較法也就是諧波注入 PWM方式（ HIPWM）,其原理是在正弦波中加入肯定比例的三次諧波, 調制信號便出現出馬鞍形, 而且幅值明顯降低,于是在調制信號的幅值不超過載波幅值的情形下,可以使基波幅值超過三角波幅值,提高了直流電壓利用率 . 在三相無中線系統中,由于三次諧波電流無通路 ,所以三個線電壓和線電流中均不含三次諧波 4. 除了可以注入三次諧波以外,仍可以注入其他 形,這些信號都不會影響線18 /

45、27 3倍頻于正弦波信號的其他波電壓. 這是由于, 經過 PWM調制后逆變電路輸出的相電壓也必定包含相應的 3倍頻于正弦波信號的諧波, 但在合成線電壓時, 各相電壓中的這些諧波將相互抵消,從而使線電壓仍為正弦波 . 單元脈寬調制法由于,三相對稱線電壓有Uuv+Uvw+Uwu=0 的關系,所以,某一線電壓任何時刻都等于另外兩個線電壓負值之和. 現在把一個周期等分為6個區間,每區間60 ,對于某一線電壓例如Uuv,半個周期兩邊 60 區間用 Uuv本身表示,中間60 區間用 -Uvw+Uwu）表示,當將 Uvw和 Uwu作同樣處理時,就可以得到三相線電壓波形只有半周內兩邊60 區間的兩種波形外形,

46、并且有正有負. 把這樣的電壓波形作為脈寬調制的參考信號,載波仍用三角波, 并把各區間的曲線用直線近似（實踐說明,這樣做引起的誤差不大,完全可行）,就可以得到線電壓的脈沖波形,該波形是完全對稱, 且規律性很強, 負半周是正半周相應脈沖列的反相,因此,只要半個周期兩邊 60 區間的脈沖列一經確定, 線電壓的調制脈沖波形就唯獨地確定了 . 這個脈沖并不是開關器件的驅動脈沖信號,但由于已知三相線電壓的脈沖工作模式,就可以確定開關器件的驅動脈沖信號了 . 該方法不僅能抑制較多的低次諧波,仍可減小開關損耗和加寬線性掌握區,同時仍能帶來用微機掌握的便利電流掌握 PWM , 但該方法只適用于異步電動機, 應用

47、范疇較小 . 電流掌握 PWM的基本思想是把期望輸出的電流波形作為指令信號,把實際的電流波形作為反饋信號, 通過兩者瞬時值的比較來打算各開關器件的通斷,使實際輸出隨指令信號的轉變而轉變P4SEL=0X0E; P4DIR=0 xFF; P4OUT=0 xFF; TBCCTL1 = OUTMOD_7; / CCR1 reset/set TBCCTL2 = OUTMOD_7; / CCR2 reset/set TBCCTL3 = OUTMOD_7; / CCR3 19 / 27 reset/set TBCCR0=5000; TBCCR1=pwm1d1; TBCCR2=pwm2d1; TBCCR3=p

48、wm3d1; TBCTL = TBSSEL_2 + TBCLR + MC_1;/MCLK,UP 轉變 TBCCR1,TBCCR2,TBCCR3轉變占空比； TA的你自已改吧；單片機要選TA可以輸出 7 路 PWM的；20 / 27 PWM波形生成原理脈寬調制 Pulse-Width Modulation,PWM技術在電力電子領域的應用極其廣泛；PWM模式是打算逆變器輸出電壓特性的根本；性能優越的 PWM模式可以使逆變器具有良好的輸出特性； 由傅里葉分析可知, 不對稱波形會帶來大量低次諧波、偶次諧波以及余弦項；因此PWM脈沖波形的對稱性對輸出特性有很大影響； PWM 的實現方法一般有兩種：比較法

49、和運算法；隨著數字技術的快速進展和運算機功能的提高, 運算法以其便利敏捷的特點成為PWM實現方法的主流； 采納運算法實現 PWM時,依據每個載波周期內調制波的取法,可以分為規章采樣 PWM和自然采樣 PWM；其中,采納規章采樣法,運算簡潔,占用系統軟件資源較少,因而應用比較廣泛； 但是由規章采樣法運算出的PWM波形,在系統載波頻率較低時,輸出精度差, 并且在運算時需要通過查表確定運算結果,所以并不能保證其波形的對稱性,諧波含量也會由于波形的不對稱而增加；對于調制類 PWM,有三種方式：同步調制,異步調制,分段同步調制三種方式；同步調制雖然可以在調制波頻率變化的全部范疇內,載波與調制波的相位相同

50、, PWM波形始終保持對稱,輸出諧波的低次諧波可以得到排除；但是在載波 頻率變化范疇大時, 電力電子器件的開關頻率變化范疇大,在低頻時, 將給系統 引入大量較低頻率的諧波；異步調制的優點在于載波頻率在調速過程中載波不變,高次諧波對系統的影響基本固定,可以補償同步調制的缺點； 但是異步調制無法在大部分頻率點上都保證調制波與載波相位相對的固定,顯現不對稱波形,會給系統引入大量的低次諧波、 偶次諧波和余弦項； 分段同步調制可以綜合以上兩種方式的優點, 但在波比切換時可能顯現電壓突變,甚至震蕩；基于以上理論,本文提出一種新的PWM算法,可以在異步調制下,使PWM波形在 T2周期內始終保持關于 T4 周期的完全對稱；1 PWM算法原理在用數字化掌握技術產生PWM脈沖時,三角載波實際上是不存在的, 完全由軟件及硬件定時器代替, 圖1為三角載波的產生原理 Ttimer 為定時器的值 用階梯波代替模擬三角波； PWM脈沖的產生氣理為：定時重視復依據 PWM周期進行計數；比較寄存器用于保持調制值, 比較寄存器中的值與定時器計數器的值相比較,當兩個值匹配時, PWM輸出就會跳變；當兩個值產生二次匹配或者一個定21 / 27 時器的周期終止時, 就會產生其次次輸出跳變； 通過這種方式就會產生一個周期與比較寄存器值成比例的脈沖信號；程,產生 P