1、第四節第四節 基于動態模型按轉子磁鏈定向的基于動態模型按轉子磁鏈定向的 矢量控制系統矢量控制系統本節提要本節提要v坐標變換的基本思路v矢量控制系統的基本思路v按轉子磁鏈定向的矢量控制方程及其解耦作用v轉子磁鏈模型v轉速、磁鏈閉環控制的矢量控制系統直接矢量控制系統 直流電機的物理模型 直流電機的數學模型比較簡單，先分析一下直流電機的磁鏈關系。圖5-1中繪出了二極直流電機的物理模型，圖中 F為勵磁繞組，A 為電樞繞組，C 為補償繞組。 F 和 C 都在定子上，只有 A 是在轉子上。 把 F 的軸線稱作直軸或 d 軸（direct axis），主磁通的方向就是沿著 d 軸的；A和C的軸線則稱為交軸或

2、q 軸（quadrature axis）。一、 坐標變換的基本思路圖5-1 二極直流電機的物理模型dqFACifiaic勵磁繞組電樞繞組補償繞組 主極磁場在空間固定不動；由于換向器作用，電樞磁動勢的軸線始終被電刷限定在 q 軸位置上，其效果好象一個在 q 軸上靜止的繞組一樣。 但它實際上是旋轉的，會切割 d 軸的磁通而產生旋轉電動勢，這又和真正靜止的繞組不同，通常把這種等效的靜止繞組稱作“偽靜止繞組”（pseudo - stationary coils）。 雖然電樞本身是旋轉的，但其繞組通過換向器電刷接到端接板上，電刷將閉合的電樞繞組分成兩條支路。當一條支路中的導線經過正電刷歸入另一條支路中時

3、，在負電刷下又有一根導線補回來。 分析結果 電樞磁動勢的作用可以用補償繞組磁動勢抵消，或者由于其作用方向與 d 軸垂直而對主磁通影響甚微，所以直流電機的主磁通基本上唯一地由勵磁繞組的勵磁電流決定，這是直流電機的數學模型及其控制系統比較簡單的根本原因。 交流電機的物理模型 如果能將交流電機的物理模型（見下圖）等效地變換成類似直流電機的模式，分析和控制就可以大大簡化。坐標變換正是按照這條思路進行的。 在這里，不同電機模型彼此等效的原則是：在不同坐標下所產生的磁動勢完全一致。 眾所周知，交流電機三相對稱的靜止繞組 A 、B 、C ，通以三相平衡的正弦電流時，所產生的合成磁動勢是旋轉磁動勢F，它在空間

4、呈正弦分布，以同步轉速 s （即電流的角頻率）順著 A-B-C 的相序旋轉。這樣的物理模型繪于下圖5-2a中。 （1）交流電機繞組的等效物理模型ABCABCiAiBiCFs圖5-2a 三相交流繞組 旋轉磁動勢的產生 然而，旋轉磁動勢并不一定非要三相不可，除單相以外，二相、三相、四相、 等任意對稱的多相繞組，通以平衡的多相電流，都能產生旋轉磁動勢，當然以兩相最為簡單。 （2）等效的兩相交流電機繞組Fiis圖5-2b 兩相交流繞組 圖5-2b中繪出了兩相靜止繞組 和 ，它們在空間互差90，通以時間上互差90的兩相平衡交流電流，也產生旋轉磁動勢 F 。 當圖a和b的兩個旋轉磁動勢大小和轉速都相等時，

5、即認為圖5-2b的兩相繞組與圖5-2a的三相繞組等效。 （3）旋轉的直流繞組與等效直流電機模型sFdqidiqdq圖5-2c 旋轉的直流繞組 再看圖5-2c中的兩個匝數相等且互相垂直的繞組 d 和 q，其中分別通以直流電流 id 和iq，產生合成磁動勢 F ，其位置相對于繞組來說是固定的。 如果讓包含兩個繞組在內的整個鐵心以同步轉速旋轉，則磁動勢 F 自然也隨之旋轉起來，成為旋轉磁動勢。 把這個旋轉磁動勢的大小和轉速也控制成與圖 a 和圖 b 中的磁動勢一樣，那么這套旋轉的直流繞組也就和前面兩套固定的交流繞組都等效了。當觀察者也站到鐵心上和繞組一起旋轉時，在他看來，d 和 q 是兩個通以直流而

6、相互垂直的靜止繞組。 如果控制磁通的位置在 d 軸上，就和直流電機物理模型沒有本質上的區別了。這時，繞組d相當于勵磁繞組，q 相當于偽靜止的電樞繞組。 等效的概念 由此可見，以產生同樣的旋轉磁動勢為準則，圖5-2a的三相交流繞組、圖b的兩相交流繞組和圖c中整體旋轉的直流繞組彼此等效。或者說，在三相坐標系下的 iA、iB 、iC，在兩相坐標系下的 i、i 和在旋轉兩相坐標系下的直流 id、iq 是等效的，它們能產生相同的旋轉磁動勢。 有意思的是：就圖5-2c 的 d、q 兩個繞組而言，當觀察者站在地面看上去，它們是與三相交流繞組等效的旋轉直流繞組；如果跳到旋轉著的鐵心上看，它們就的的確確是一個直

7、流電機模型了。這樣，通過坐標系的變換，可以找到與交流三相繞組等效的直流電機模型。 現在的問題是，如何求出iA、iB 、iC 與 i、i 和 id、iq 之間準確的等效關系，這就是坐標變換的任務。 2. 三相-兩相變換（3/2變換） 現在先考慮上述的第一種坐標變換在三相靜止繞組A、B、C和兩相靜止繞組、 之間的變換，或稱三相靜止坐標系和兩相靜止坐標系間的變換，簡稱 3/2 變換。 圖5-3中繪出了 A、B、C 和 、 兩個坐標系，為方便起見，取 A 軸和 軸重合。設三相繞組每相有效匝數為N3，兩相繞組每相有效匝數為N2，各相磁動勢為有效匝數與電流的乘積，其空間矢量均位于有關相的坐標軸上。由于交流

8、磁動勢的大小隨時間在變化著，圖中磁動勢矢量的長度是隨意的。CAN2iN3iAN3iCN3iBN2i60o60oB圖5-3 三相和兩相坐標系與繞組磁動勢的空間矢量 設磁動勢波形是正弦分布的，當三相總磁動勢與二相總磁動勢相等時，兩套繞組瞬時磁動勢在 、 軸上的投影都應相等， )2121(60cos60cosCBA3C3B3A32iiiNiNiNiNiN)(2360sin60sinCB3C3B32iiNiNiNiN寫成矩陣形式，得CBA232323021211iiiNNii（5-1） 考慮變換前后總功率不變，在此前提下，可以證明（見p96），匝數比應為3223NN（5-2） 代入式（5-1），得CB

9、A232302121132iiiii（5-3） 令 C3/2 表示從三相坐標系變換到兩相坐標系的變換矩陣，則 2323021211322/3C（5-4） （5-5） 三相兩相坐標系的變換矩陣2/3102133221322C 如果三相繞組是Y形聯結不帶零線，則有 iA + iB + iC = 0，或 iC = iA iB 。代入式（5-4）和（5-5）并整理后得BA221023iiii（5-6） BA2161032iiii（5-7） 按照所采用的條件，電流變換陣也就是電壓變換陣，同時還可證明，它們也是磁鏈的變換陣。3. 兩相兩相旋轉變換（2s/2r變換） 從圖5-2等效的交流電機繞組和直流電機繞

10、組物理模型的圖 b 和圖 c 中從兩相靜止坐標系到兩相旋轉坐標系 d、q 變換稱作兩相兩相旋轉變換，簡稱 2s/2r 變換，其中 s 表示靜止，r 表示旋轉。 把兩個坐標系畫在一起，即得圖5-4。iqsiniFssidcosididsiniqcosiiqdq圖5-4 兩相靜止和旋轉坐標系與磁動勢（電流）空間矢量 圖5-4中，兩相交流電流 i、i 和兩個直流電流 id、iq 產生同樣的以同步轉速s旋轉的合成磁動勢 Fs 。由于各繞組匝數都相等，可以消去磁動勢中的匝數，直接用電流表示，例如 Fs 可以直接標成 is 。但必須注意，這里的電流都是空間矢量，而不是時間相量。 d，q 軸和矢量 Fs（

11、is ）都以轉速 s 旋轉，分量 id、iq 的長短不變，相當于d，q繞組的直流磁動勢。 但 、 軸是靜止的， 軸與 d 軸的夾角 隨時間而變化，因此 is 在 、 軸上的分量的長短也隨時間變化，相當于繞組交流磁動勢的瞬時值。由圖5-4可見， i、 i 和 id、iq 之間存在下列關系 dqcossiniiidqsincosiii 2s/2r變換公式寫成矩陣形式，得 dd2r/2sqqcossinsincosiiiCiii （5-8） cossinsincoss2/ r2C（5-9） 是兩相旋轉坐標系變換到兩相靜止坐標系的變換陣。 式中 兩相旋轉兩相靜止坐標系的變換矩陣 對式（5-8）兩邊都左

12、乘以變換陣的逆矩陣，即得 1dqcossincossinsincossincosiiiiii (5-10) cossinsincosr2/s2C (5-11) 則兩相靜止坐標系變換到兩相旋轉坐標系的變換陣是 電壓和磁鏈的旋轉變換陣也與電流（磁動勢）旋轉變換陣相同。 兩相靜止兩相旋轉坐標系的變換矩陣is (Fs)ssidiqdq 令矢量 is 和d軸的夾角為 s ，已知 id、iq ，求 is 和 s ，就是直角坐標/極坐標變換，簡稱K/P變換（圖5-5）。4. 直角坐標/極坐標變換（K/P變換） 圖5-5 K/P變換空間矢量顯然，其變換式應為 （5-12）22sdqiiiqsdarctanii

13、（5-13） 當 s 在 0 90之間變化時，tans 的變化范圍是 0 ，這個變化幅度太大，很難在實際變換器中實現，因此常改用下列方式來表示 s 值sssqsssssssdsinsin(2cos)sin222tan21 coscoscos(2cos)222iii qssd2arctaniii（5-14） 式（5-14）可用來代替式（5-13），作為 s 的變換式。 這樣三相異步電動機在兩相坐標系上的三相異步電動機在兩相坐標系上的 數學模型數學模型 前已指出，異步電機的數學模型比較復雜，坐標變換的目的就是要簡化數學模型。異步電機數學模型是建立在三相靜止的ABC坐標系上的，如果把它變換到兩相坐標

14、系上，由于兩相坐標軸互相垂直，兩相繞組之間沒有磁的耦合，僅此一點，就會使數學模型簡單了許多。 1. 異步電機在兩相任意旋轉坐標系（dq坐 標系）上的數學模型 兩相坐標系可以是靜止的，也可以是旋轉的，其中以任意轉速旋轉的坐標系為最一般的情況，有了這種情況下的數學模型，要求出某一具體兩相坐標系上的模型就比較容易了。 變換關系 設兩相坐標 d 軸與三相坐標 A 軸的夾角為 s ， 而 ps = dqs 為 d q 坐標系相對于定子的角轉速，dqr 為 dq 坐標系相對于轉子的角轉速。ABCFsdqssdq圖5-6 任意兩相坐標變換空間矢量 要把三相靜止坐標系上的電壓方程、磁鏈方程和轉矩方程(p94)

15、 都變換到兩相旋轉坐標系上來，可以先利用 3/2 變換將方程式中定子和轉子的電壓、電流、磁鏈和轉矩都變換到兩相靜止坐標系 、 上，然后再用旋轉變換陣 C2s/2r 將這些變量變換到兩相旋轉坐標系 dq 上。 變換過程 具體的變換運算比較復雜，此處從略，需要時可參看相關參考文獻。ABC坐標系 坐標系dq坐標系3/2變換C2s/2rp 矢量控制思想的引入 異步電機的動態數學模型是一個高階、非線性、強耦合的多變量系統，通過坐標變換，可以使之降階并化簡，但并沒有改變其非線性、多變量的本質。需要高動態性能的異步電機調速系統必須在其動態模型的基礎上進行分析和設計，但要完成這一任務并非易事。經過多年的潛心研

16、究和實踐，有幾種控制方案已經獲得了成功的應用，目前應用最廣的就是按轉子磁鏈定向的矢量控制系統。v直流電機v交流電機表達式一表達式二afaMIIICTrrmMICTcosrrMICT圖5-7 異步電機矢量圖二、二、 矢量控制系統的基本思路矢量控制系統的基本思路 在坐標變換章節中已經闡明，以產生同樣的旋轉磁動勢為準則，在三相坐標系上的定子交流電流 iA、 iB 、iC ，通過三相/兩相變換可以等效成兩相靜止坐標系上的交流電流 i、i ，再通過同步旋轉變換，可以等效成同步旋轉坐標系上的直流電流 id 和 iq 。 如果觀察者站到鐵心上與坐標系一起旋轉，他所看到的便是一臺直流電機，可以控制使交流電機的

17、轉子總磁通 r 就是等效直流電機的磁通，如果把d軸定位于 的方向上，稱作M（Magnetization）軸，把q軸稱作T（Torque）軸，則M繞組相當于直流電機的勵磁繞組，im 相當于勵磁電流，T 繞組相當于偽靜止的電樞繞組，it 相當于與轉矩成正比的電樞電流。 r 把上述等效關系用結構圖的形式畫出來，便得到圖5-8。從整體上看，輸入為A，B，C三相電壓，輸出為轉速 ，是一臺異步電機。從內部看，經過3/2變換和同步旋轉變換，變成一臺由 im 和 it 輸入，由 輸出的直流電機。圖5-8 異步電動機的坐標變換結構圖3/2三相/兩相變換; VR同步旋轉變換; M軸與軸（A軸）的夾角 3/2VR等

18、效直流等效直流電機模型電機模型ABC iAiBiCitimii異步電動機異步電動機 異步電機的坐標變換結構圖 既然異步電機經過坐標變換可以等效成直流電機，那么，模仿直流電機的控制策略，得到直流電機的控制量，經過相應的坐標反變換，就能夠控制異步電機了。 由于進行坐標變換的是電流（代表磁動勢）的空間矢量，所以這樣通過坐標變換實現的控制系統就叫作矢量控制系統（Vector Control System），控制系統的原理結構如下圖所示。 矢量控制系統原理結構圖 控制器控制器VR-12/3電流控制電流控制變頻器變頻器3/2VR等效直流等效直流電機模型電機模型+i*mi*t si*i*i*Ai*Bi*Ci

19、AiBiCiiimit反饋信號異步電動機給定信號 圖5-9 矢量控制系統原理結構圖 在設計矢量控制系統時，可以認為，在控制器后面引入的反旋轉變換器VR-1與電機內部的旋轉變換環節VR抵消，2/3變換器與電機內部的3/2變換環節抵消，如果再忽略變頻器中可能產生的滯后，則圖5-9中虛線框內的部分可以完全刪去，剩下的就是直流調速系統了。 設計控制器時省略后的部分控制器控制器VR-12/3電流控制電流控制變頻器變頻器3/2VR等效直流等效直流電機模型電機模型+i*mi*t si*i*i*Ai*Bi*CiAiBiCiiimit反饋信號異步電動機給定信號 圖5-10 簡化控制結構圖 可以想象，這樣的矢量控

20、制交流變壓變頻調速系統在靜、動態性能上完全能夠與直流調速系統相媲美。 三、三、 按轉子磁鏈定向的矢量控制方程及其按轉子磁鏈定向的矢量控制方程及其 解耦作用解耦作用v問題的提出 上述只是矢量控制的基本思路，其中的矢量變換包括三相/兩相變換和同步旋轉變換。在前述動態模型分析中，進行兩相同步旋轉坐標變換時，只規定了d，q兩軸的相互垂直關系和與定子頻率同步的旋轉速度，并未規定兩軸與電機旋轉磁場的相對位置，對此是有選擇余地的。 n 按轉子磁鏈定向 現在d軸是沿著轉子總磁鏈矢量的方向，并稱之為 M（Magnetization）軸，而 q 軸再逆時針轉90，即垂直于轉子總磁鏈矢量，稱之為 T（Torque）

21、軸。 這樣的兩相同步旋轉坐標系就具體規定為 M，T 坐標系，即按轉子磁鏈定向（Field Orientation）的坐標系。 當兩相同步旋轉坐標系按轉子磁鏈定向時，應有rmrr rmm smL iL irt0r rtm stL iL i（5-15） smsssmmsmst1sssmmstrmmmrrslrrmrtslmmslrrrrtssssuRL pLL pLiuLRL pLL piuL pLRL pLiuLL pLRL pi（5-16） n 按轉子磁鏈定向后的系統模型（5-16）代入M、T軸系的電壓矩陣方程式（5-15）,即得磁場定向的電壓基本方程，由第三、四行可分別得到（5-17）和（5

22、-18）分別帶入（5-16）得： (5-17)rrmrpiR (5-18)slrrtrwiR 1 (5-19)rsmrmT piL (5-20)rstslrmTiwLn 按轉子磁鏈定向的意義l式（5-19）表明，轉子磁鏈僅由定子電流勵磁分量產生，與轉矩分量無關，從這個意義上看，定子電流的勵磁分量與轉矩分量是解耦的。l 式（5-19）還表明，r 與 ism之間的傳遞函數是 一階慣性環節，時間常數為轉子磁鏈勵磁時間常數，當勵磁電流分量ism突變時，r 的變化要受到勵磁慣性的阻撓，這和直流電機勵磁繞組的慣性作用是一致的。 () (5-21)pmst rmsm rtTn Li ii i (5-22)r

23、mmmpstsmpstrrtrrLLTniiniLL() (5-23)mpm smstrLTnL iiL 由式（5-20）和式（5-19）可分別得轉差角頻率公式 (5-24)mslstrrLwiT1 (5-25)rslstr smT pwiT i式（5-21）是在任意選取的MT坐標內電磁轉矩的表達式，無論對動態還是穩態都是適用的式（5-22）是在已沿轉子磁場定向的特定MT坐標內電磁轉矩表達式，在轉子磁場恒定或者變化時都適用。式（5-23）是在沿磁場定向的特定MT坐標內轉子磁場恒定，即電機穩態運行時的電磁轉矩表達式 式（5-19）、（5-24）和（5-22）構成矢量控制基本方程式，按照這些關系可

24、將異步電機的數學模型繪成圖5-11中的形式，圖中前述的等效直流電機模型（見圖5-8）被分解成 和 r 兩個子系統。可以看出，雖然通過矢量變換，將定子電流解耦成 ism 和 ist 兩個分量，但是，從 和 r 兩個子系統來看，由于T同時受到 ist 和 r 的影響，兩個子系統仍舊是耦合著的。 n電流解耦數學模型的結構3/2AiVRrmpLLnpnJCiBisisismistirLTTm1rLT p 圖5-11 異步電動機矢量變換與電流解耦數學模型 按照圖5-9的矢量控制系統原理結構圖模仿直流調速系統進行控制時，可設置磁鏈調節器AR和轉速調節器ASR分別控制r 和 ，如圖5-12所示。 為了使兩個

25、子系統完全解耦，除了坐標變換以外，還應設法抵消轉子磁鏈r 對電磁轉矩 Te 的影響。Ai電流控制變頻器mprLnLCiBismistir異步電機矢量變換模型s3/ r2CrAiCiBirRAASR圖5-12 矢量控制系統原理結構圖 比較直觀的辦法是，把ASR的輸出信號除以r ，當控制器的坐標反變換與電機中的坐標變換對消，且變頻器的滯后作用可以忽略時，此處的（ r ）便可與電機模型中的（ r ）對消，兩個子系統就完全解耦了。這時，帶除法環節的矢量控制系統可以看成是兩個獨立的線性子系統，可以采用經典控制理論的單變量線性系統綜合方法或相應的工程設計方法來設計兩個調節器AR和ASR。 應該注意，在異步

26、電機矢量變換模型中的轉子磁鏈 r 和它的定向相位角 都是實際存在的，而用于控制器的這兩個量都難以直接檢測，只能采用觀測值或模型計算值，在圖5-12中冠以符號“”以示區別。n 解耦條件 因此，兩個子系統完全解耦只有在下述三個假定條件下才能成立：轉子磁鏈的計算值 等于其實際值r ；轉子磁場定向角的計算值 等于其實際值 ；忽略電流控制變頻器的滯后作用。 r四、四、 轉子磁鏈模型轉子磁鏈模型 要實現按轉子磁鏈定向的矢量控制系統，很關鍵的因素是要獲得轉子磁鏈信號，以供磁鏈反饋和除法環節的需要。開始提出矢量控制系統時，曾嘗試直接檢測磁鏈的方法，一種是在電機槽內埋設探測線圈，另一種是利用貼在定子內表面的霍爾

27、元件或其它磁敏元件。 從理論上說，直接檢測應該比較準確，但實際上這樣做都會遇到不少工藝和技術問題，而且由于齒槽影響，使檢測信號中含有較大的脈動分量，越到低速時影響越嚴重。因此，現在實用的系統中，多采用間接計算的方法，即利用容易測得的電壓、電流或轉速等信號，利用轉子磁鏈模型，實時計算磁鏈的幅值與相位。 利用能夠實測的物理量的不同組合，可以獲得多種轉子磁鏈模型，具體見書中P106。 五、五、 轉速、磁鏈閉環控制的矢量控制系統轉速、磁鏈閉環控制的矢量控制系統 直接矢量控制系統直接矢量控制系統 如前所述，在矢量控制系統中，主要依賴于對轉子磁鏈的檢測和觀察，不同的磁鏈觀察模型，需要對不同基本量（電壓、電

28、流、轉速及指令參數等）的檢測，因而構成了各種矢量控制系統電流控制變頻器電流控制變頻器可以采用如下兩種方式：電流滯環跟蹤控制的CHBPWM變頻器（圖5-13a），帶電流內環控制的電壓源型PWM變頻器（圖5-13b）。 帶轉速和磁鏈閉環控制的矢量控制系統又稱直接矢量控制系統直接矢量控制系統。 （1）電流滯環跟蹤控制的CHBPWM變頻器i*Ai*Bi*CiAiCiBABC圖5-13a 電流控制變頻器（2）帶電流內環控制的電壓源型PWM變頻器i*Ai*Bi*CiAiCiBABC1ACR2ACR3ACRPWMu*Au*Bu*C圖5-13b 電流控制變頻器（3） 轉速磁鏈閉環微機控制電流滯環型 PWM變頻

29、調速系統 另外一種提高轉速和磁鏈閉環控制系統解耦性能的辦法是在轉速環內增設轉矩控制內環，如下圖5-14所示。 圖中，作為一個示例，主電路采用了電流滯環跟蹤控制的CHBPWM變頻器。VR-12/3LrATRASRAR 電流變換和磁鏈觀測M3TA+cos sin isnpLmis*T*eTe*rrri*sti*smi*si*si*sAi*sBi*sCist電流滯環型電流滯環型PWM變頻器變頻器微型計算機微型計算機圖5-14 帶轉矩內環的轉速、磁鏈閉環矢量控制系統 工作原理v轉速正、反向和弱磁升速，v磁鏈給定信號由函數發生程序獲得。v轉速調節器ASR的輸出作為轉矩給定信號，弱磁時它還受到磁鏈給定信號

30、的控制。v在轉矩內環中，磁鏈對控制對象的影響相當于一種擾動作用，因而受到轉矩內環的抑制，從而改造了轉速子系統，使它少受磁鏈變化的影響。 第第6章章 基于動態模型按定子磁鏈控制的基于動態模型按定子磁鏈控制的 直接轉矩控制系統直接轉矩控制系統v概 述 直接轉矩控制系統簡稱 DTC ( Direct Torque Control) 系統，是繼矢量控制系統之后發展起來的另一種高動態性能的交流電動機變壓變頻調速系統。在它的轉速環里面，利用轉矩反饋直接控制電機的電磁轉矩，因而得名。一、一、 直接轉矩控制系統的原理和特點直接轉矩控制系統的原理和特點v系統組成圖6-1 按定子磁鏈控制的直接轉矩控制系統n 結構

31、特點p轉速雙閉環：lASR的輸出作為電磁轉矩的給定信號；l設置轉矩控制內環，它可以抑制磁鏈變化對轉速子系統的影響，從而使轉速和磁鏈子系統實現了近似的解耦。p轉矩和磁鏈的控制器： 用滯環控制器取代通常的PI調節器。n 控制特點 與VC系統一樣，它也是分別控制異步電動機的轉速和磁鏈，但在具體控制方法上，DTC系統與VC系統不同的特點是：1）轉矩和磁鏈的控制采用雙位式砰轉矩和磁鏈的控制采用雙位式砰-砰控砰控制器制器，并在 PWM 逆變器中直接用這兩個控制信號產生電壓的SVPWM 波形，從而避開了將定子電流分解成轉矩和磁鏈分量，省去了旋轉變換和電流控制，簡化了控制器的結構。 2）選擇定子磁鏈作為被控量

32、定子磁鏈作為被控量，而不象VC系統中那樣選擇轉子磁鏈，這樣一來，計算磁鏈的模型可以不受轉子參數變化的影響，提高了控制系統的魯棒性。如果從數學模型推導按定子磁鏈控制的規律，顯然要比按轉子磁鏈定向時復雜，但是，由于采用了砰-砰控制，這種復雜性對控制器并沒有影響。 3）由于采用了直接轉矩控制，在加減速或負載變化的動態過程中，可以獲得快速的轉矩響應，但必須注意限制過大的沖擊電流，以免損壞功率開關器件，因此實際的轉矩響應的快速性也是有限的。n 性能比較 從總體控制結構上看，直接轉矩控制從總體控制結構上看，直接轉矩控制(DTC)系統和矢量控制系統和矢量控制(VC)系統是一致的，系統是一致的，都能獲得較高的靜、動態性能都能獲得較高的靜、動態性能。二、二、 直接轉矩控制系統的控制規律和反饋直接轉矩控制系統的控制規律和反饋 模型模型 除轉矩和磁鏈砰-砰控制外，DTC系統的核心問題就是：轉矩和定子磁