1、隨著環保節能的觀念越來越被各國所重視，電子產品對開關電源需求不斷增長，開關電源的功率損耗測量分析也越來越重要。由于開關電源內部消耗的功率決定了電源熱效應的總體效率，所以了解開關電源的功率損耗是一項極為重要的工作。本文詳細分析開關電源的核心器件之一一-MOSFET開關管的交越損耗，從而使電子工程師更加深入理解MOSFET產生損耗的過程。MOSFET交越損耗1.開通過程中MOSFET開關損耗功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示。圖1MOSFET開關過程中柵極電荷特性開通過程中，從tO時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升,柵極電壓為遼陰打=兀E_gr）其中，VGS為PWM柵極驅動器的輸出

2、電壓，Ron為PWM柵極驅動器內部串聯導通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻。VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前，漏極沒有電流流過，時間t1為4二（耳十瓦）耳血一1SVGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為VGS處于米勒平臺的時間t3為t3也可以用下面公式計算:注意到了米勒平臺后，漏極電流達到系統最大電流ID，就保持在電路決定的恒定最大值ID,漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關系，漏極電流恒定，因此柵極電壓也保持恒定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平

3、臺后，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束，就繼續地增大，直到等于驅動電路的電源的電壓。MOSFET開通損耗主要發生在t2和t3時間段。下面以一個具體的實例計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A，開關頻率350kHz,PWM柵極驅動器電壓為5V，導通電阻1.5Q,關斷的下拉電阻為0.5Q,所用的MOSFET為AO4468,具體參數為Ciss=955pF,Coss=145pF,Crss=112pF,Rg=0.5Q；當VGS=4.5V,Qg=9nC；當VGS=10V,Qg=17nC,Qgd=4.7nC,Qgs=3.4nC；當VGS=5V且ID=11.6A,跨導gFS=

4、19S；當VDS=VGS且ID=250口A,VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A,RDS(0N)=17.4mQ。開通時米勒平臺電壓VGP：計算可以得到電感L=4.7uH.,滿載時電感的峰峰電流為1.454A,電感的谷點電流為5.273A，峰值電流為6.727A，所以，開通時米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V,可以計算得到：精品文檔開通過程中產生開關損耗為開通過程中，Crss和米勒平臺時間t3成正比，計算可以得出米勒平臺所占開通損耗比例為84%,因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關損耗中起主導作用。Ciss二Crss+Cgs,Ciss所對應電荷為

5、Qg。對于兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多時，A管的開關損耗就有可能大于B管。因此在實際選取MOSFET時，需要優先考慮米勒電容Crss的值。減小驅動電阻可以同時降低t3和t2,從而降低開關損耗，但是過高的開關速度會引起EMI的問題。提高柵驅動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。2.關斷過程中MOSFET開關損耗關斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，需注

6、意的就是此時要用PWM驅動器內部的下拉電阻0.5Q和Rg串聯計算，同時電流要用最大電流即峰值電流6.727A來計算關斷的米勒平臺電壓及相關的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V。關斷過程中產生開關損耗為Crss定時，Ciss越大，除了對開關損耗有一定的影響，還會影響開通和關斷的延時時間，開通延時為圖1中的tl和t2,圖2中的t8和t9。圖2斷續模式工作波形Coss產生開關損耗與對開關過程的影響1.Coss產生的開關損耗通常，在MOSFET關斷的過程中，Coss充電，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt,Coss越大，dVDS/dt

7、就越小，這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產生EMI的問題。但是，在硬開關的過程中，Coss又不能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量，將產生更多的功耗降低系統的整體效率，同時在開通過程中，產生大的電流尖峰。開通過程中大的電流尖峰產生大的電流應力，瞬態過程中有可能損壞M0SFET，同時還會產生電流干擾，帶來EMI的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統能夠工作的最小占空比值。Coss產生的損耗為：對于BUCK變換器，工作在連續

8、模式時，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續模式時，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開通瞬態時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。2.Coss對開關過程的影響圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態下，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在,實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關斷過程為例說明。基于理想狀態下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內線性地從最小值上升到輸入電壓，電流在t8時間段內線性地從最大值下降到0。圖3MOSFET開關過程中實際波形實際過程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過，流過Co

9、ss的非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關斷的過程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關斷，功率損耗很小。同樣的，在開通的過程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。在理想狀態的工程簡化方式下，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實際的狀態下，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。從上面的分析可以看出：在實際的狀態下，Coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結束時開始快速上升圖4非連續模式開關過程中波形Coss越大或在DS極額外的并聯更大的電容，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS，關斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉移到開通損耗中。注意到圖1是基于連續電流模式下所得到的波形，對于非連續模式，由于開通前的電流為0,所以，除了Coss放電產生的功耗外，沒有開關的損耗，即