1、一種低噪聲振蕩器的設計一種低噪聲振蕩器的設計類別：模擬技術摘 要: 基于PWM 技術的D類音頻功放已廣泛應用于各類電子產品中， PWM 載波由振蕩器產生， 振蕩器的性能直接影響D類功放的性能。文中主要從提高電路抗噪能力的角度提出一種基于BCD工藝的低噪聲頻率穩定振蕩器的設計， 噪聲電流僅為0.42 電阻調節振蕩頻率范圍為300 500 kH z。該電路已成功應用于一種率D類音頻功放中。 近年來， 隨著電子產品正在向小型化、便攜式方向發展， D 類音頻功率放大器憑借其小尺寸、高效率、低功耗、低失真等優勢成為市場的需求， 得到業界的普遍認可。利用D 類功率放大器可以設計出更小更薄和更有效率的電子產

2、品， 不僅節約成本，還可延長便攜式產品電池的工作時間。 D類音頻功放普遍采用脈沖寬度調制( PWM )技術， PWM 載波由振蕩器產生。D 類功放為了不失真地反映音頻輸入信號和降低輸出端的噪聲要求載波頻率必須很穩定。然而， 振蕩器因噪聲、串擾、電源電壓變化、溫度變化等因素引起的時序抖動使得振蕩器波形的占空比和頻率不再穩定。目前已有許多文獻從溫度和電源電壓的角度提出了頻率穩定的振蕩器設計方法， 在此基礎上， 本文從提高電路抗噪能力的角度提出了一種低噪聲頻率穩定的振蕩器設計。鑒于該振蕩器用于率D 類音頻功放，最大工作電壓達到36 V， 可工作在開關模式且功耗極低的DMOS高壓功率器件適合作為高壓管

3、， 因此采用目前最適合用于制造電源管理、顯示驅動等IC的BCD 工藝。 1 振蕩器頻率的設定 D類音頻功放中， 振蕩器產生的方波頻率就是脈沖寬度調制器( PWM)的載波頻率。載波頻率的高低決定了對輸入音頻信號的采樣速率和對輸出濾波器的要求， 影響了器件的尺寸、成本及性能。載波頻率較低時， 為了得到不失真的輸出信號， 要求輸出濾波器的截止頻率也較低， 這樣就必須增大濾波器的尺寸， 從而增加芯片面積， 提高成本。根據采樣定理，如果載波頻率fc 與輸入信號的最高頻率f inmax滿足: 那么， 用低通濾波器就能不失真地恢復原信號。實際上， 為了實現產品性能和尺寸方面的折衷， 一般將f c 設計為f

4、inmax的十倍以上。因此， 本設計決定將振蕩器的頻率設計為300 500 kH z之間可調。 2 電路設計 所設計的振蕩器電路結構如圖1所示， 該振蕩器主要由四部分組成: 偏置電流產生電路， 三個比較器， 數字邏輯控制電路和充放電回路。振蕩器輸出方波信號Vosc是通過控制電容C1、C2 進行輪流充放電來產生的。Vosc的頻率由偏置電流Ibias、電阻R osc、電容C1、C2 及其充放電電流決定。因此， 引起振蕩器時序抖動的噪聲源主要就是偏置電流的噪聲電流、R osc和C1、C 2 上的噪聲電壓以及由比較器產生的噪聲電壓。R osc和C1、C2 上的噪聲電壓主要是由噪聲電流引起的， 減小噪聲

5、電流便可降低噪聲電壓。應用時， 在R osc兩端并聯一個大電容可以有效消除R osc的噪聲電壓; 因比較器產生的噪聲電壓相對而言比較小， 可將其忽略不計。 圖1 振蕩器結構框圖 2.1 低噪聲PTAT電流產生電路 傳統的PTAT電流產生電路如圖2( a)所示， 它主要由與電源電壓無關的偏置電路和三極管組合而成 。MP1 MP3 為相同的P管， MN1、MN2 為相同的N 管， Q1、Q2 的管子數之比為1：n， 可得電流Ib ias0的大小為: 可見， 在電流Ib ias處貢獻噪聲的主要是晶體管Q1、Q2 的散粒噪聲和電阻R 0 的熱噪聲， 三者在Q2基極處產生的等效噪聲電壓為: 因ICQ1

6、= ICQ 2 = Ib ias， gmQ 1 = gmQ 2 =Ibias/VT， 故有： 可得輸出噪聲電流為: 由式( 5) 可知， 增大n 值便可降低噪聲電壓。 為了進一步降低噪聲電流， 一種簡單的解決方法如圖2( b)所示， 僅在圖( a)的基礎上疊加了3個基極集電極短接的三極管， 依據上述計算方法， 在圖2( a) ( b )中Ib ias電流大小相同的條件下， 可得此時Ib ias的噪聲電流為減少為式( 5)的1 /4， 電路中取n = 4， 可實現噪聲電流小于0.5qIbias。 圖2 PTAT電流產生電路 同時， 考慮到該振蕩器工作于大電壓下， 取MP1 MP5 為高壓P 管，

7、 漏源耐壓為24 V， MN1、MN2 為LDNMOS管， 漏源耐壓為40 V， 保證每個管子在1036 V 的電壓范圍內不會被擊穿; 為了減小電路對電源的依賴性， MP1 MP5 均采用較長的溝道長度;MP2 為啟動管， 使偏置電路在電源上電時擺脫簡并偏置點， Iref是由帶隙基準電路產生的基準電流， 大小為50 A。值得指出的是， 理論上電流Ib ias是與溫度成正比， 實際上由于電阻的溫度系數會使結果產生較大的偏差， 或為正溫度系數或為負溫度系數甚至有可能為零溫度系數， 所以要正確選擇合適的電阻R0。 2.2 振蕩回路 比較器、數字邏輯控制電路和充放電回路共同構成振蕩回路， 電路如圖3所

8、示。 圖3 振蕩回路原理圖 比較器Comp1 的輸出信號V1 是整個振蕩回路的使能信號， V1 為高電平時有效。為使振蕩器在各種工作條件下( Ros c: 25 41 k ; VDDA: 10 36 V;Temp: - 40 150) 均能起振， 必須保證V0 Vref， 即: 如圖3所示， 電路上電時， 由于存在電容C osc，電壓V0 上升比較緩慢， Vref V0， 電壓比較器Comp1輸出低電平， 使能信號V1 為低電平， 振蕩器不工作。 此時， V4、V5 均為高電平， 比較器Comp2、Comp3 均輸出低電平， Vosc0處于高阻態。一旦V0 Vref， 比較器C omp1 狀態

9、發生翻轉， 輸出電壓V1 為高電平， 振蕩器開始工作。因V1 為高電平， V4 仍保持高電平， 使V5 從高電平變為低電平， MN5 管關斷， 電路通過MP6 管對電容C2 進行充電， 當電容C2 上的電位V7 V0 時， 比較器Comp3 同相端為高電平， 輸出電壓V3 也為高電平， 于是與或非門G1 發生翻轉， 電壓V4變為低電平， V5 也相應地變為高電平， C2 通過MN5放電， V7 V0 時，比較器Comp2 的同相端為高電平， 輸出電壓V2 為高電平， 因此時V3 為低電平， 于是與或非門G1 發生翻轉， V4 為高電平， MN4 導通， C1 通過MN4 放電， V6 調節電阻

10、R osc從25 k 變化到41 k ， 可實現振蕩器頻率從300 500 kH z之間變化。 該振蕩器還設計了主從工作模式的功能， 當音頻設備需要多個音頻功放共同驅動時， 要求每個功放的振蕩信號能保持同步， 避免差拍。如圖3所示，將電阻R osc短接， 電路進入從屬模式， 反之， 接上電阻R osc， 電路則工作在主人模式。應用時， 將一個功放設置為主人模式， 其余皆為從屬模式， 并將所有功放的Vos c0端接在一起， 電路便可實現同步工作。主人工作模式時， 使能信號V1 為高電平， 二選一選擇器Mux21選擇輸出V4， 振蕩器輸出信號Vos c即為V4; 從屬工作模式時， 使能信號V1 為

11、低電平， 此時Vosc0作為電路的輸入信號， 二選一選擇器選擇輸出Vosc0。 3 仿真結果 電路仿真采用無錫華潤上華( CSMC ) 0.5 mBCD 工藝模型， 仿真環境為C adence Spectre.該電路工作電壓范圍為10 36 V， 典型值為22 V， 溫度范圍為- 40 150 。在典型條件下對圖2( a)、( b)分別進行噪聲分析， 得出在1 H z 20 kH z的范圍內， 圖2( a)的噪聲電流In， b ias為1.02 nA， 而圖2( b)僅為0.42 nA， 結果與理論分析接近。 在溫度為27條件下， 對偏置電流Ib ias0進行DC掃描， 掃描變量為電源電壓VD

12、DA。仿真波形如圖4所示， 電流Ibias0隨VDDA僅變化1.5 A， 實現了很好的電壓特性。 圖4 Ib ias0隨VDDA的變化。 在VDDA = 22 V， Temp= 27， Ros c = 39 k 條件下， 測出該振蕩電路的瞬態響應如圖5所示?？梢钥闯?， 只有當V0 Vref時， 振蕩器才開始振蕩， 穩定后振蕩頻率約為320 kH z。 對振蕩器頻率進行參數分析， 分析變量為電阻R ocs， 掃描范圍為25 41 k ， 固定VDDA為22 V，溫度為27 ， 分析結果如圖6所示?？梢钥闯?，隨著R os c變化， 振蕩器頻率在305 482 kH z之間變化。 圖5 振蕩器的瞬態響應。 圖6 振蕩器頻率隨R osc的變化 對振蕩器頻率進行參數分析， 分析變量分別為VDDA和溫度Temp， VDDA掃描范圍為10 36 V， Temp掃描范圍為- 40 150 ， Ros c固定為39 k ， 分析結果如圖7所示， 該振蕩器具有很好的頻率穩定性， 隨著電源電壓的變化， 頻率變化小于1%; 隨著溫度變化頻率的變化也較小， 約為8.9% 。 圖7 振蕩器頻率隨VD