1、運動控制系統綜合訓練報告題 目 某軋機直流電動機調速系統設計 學生姓名 學 號 指導教師 答辯日期 摘要直流電動機是最早出現的電動機，也是最早能實現調速的電動機。長期以來，直流電動機一直占據著調速控制的統治地位。由于它具有良好的線性調速特性，簡單的控制性能，高的效率，優異的動態特性;盡管近年來不斷受到其他電動機（如交流變頻電機、步進電機等）的挑戰，但到目前為止，它仍然是大多數調速控制電動機的優先選擇。雙閉環直流調速系統是一個復雜的自動控制系統，是目前直流調速系統中的主流設備，具有調速范圍寬、平穩性好、穩速精度高等優點，在理論和實踐方面都比較成熟的系統，在拖動領域中發揮著極其重要的作用。近年來，

2、直流電動機的結構和控制方式都發生了很大變化。隨著計算機進入控制領域以及新型的電力電子功率原件的不斷出現，使采用全控型的開關功率元件進入脈寬調制（PulseWidthModulation,簡稱PWM）控制方式已成為絕對主流。這種控制方式很容易在單片機控制中實現，從而為直流電動機控制數字化提供了契機。關鍵字：直流調速雙閉環控制 PWM 三相橋式 IGBT目錄 摘要第一章緒論1第二章直流調速系統的方案確定22.1系統的技術數據要求22.2直流調速系統的方案選擇22.3雙閉環直流調速系統的靜特性6第三章主電路和勵磁回路的設計與分析73.1 PWM變換器介紹76.2勵磁回路的選擇10第四章 主電路元部件

3、及參數計算114.1整流變壓器容量計算114.2 IGBT管的參數114.3三相不可控橋整流二極管選擇134.4濾波電容選擇144.5交流側過電壓保護154.6直流側過電壓保護164.7過電流保護設計174.8勵磁回路變流變壓器容量的計算和選擇184.9整流元件晶閘管的選型22第五章PWM控制直流調速系統控制電路設計225.1 PWM信號發生器255.2勵磁回路晶閘管觸發電路設計2.2直流調速系統的方案選擇25第六章雙閉環調速系統調節器的動態設計6.1電流調節器的設計276.2 轉速調節器的設計29總結 35參考文獻36第一章 緒 論直流電動機具有良好的起制動性能，易于在廣泛范圍內平滑調速，在

4、需要高性能可控電力拖動的領域中得到了廣泛的應用。直流拖動控制系統在理論上和實踐上都比較成熟，而且從反饋閉環控制的角度來看，它又是交流拖動控制系統的基礎，所以首先應該掌握好直流系統。從生產機械要求控制的物理量來看，電力拖動自動控制系統有調速系統，位置隨動系統，張力控制系統，多電動機同步控制系統等多種類型，而各種系統往往都通過控制轉速來實現的，因而調速系統是最基本的拖動控制系統。直流調速的電樞和勵磁不是耦合的，是分開的，對電樞電流和勵磁電流能夠做到精確控制；而交流調速，電樞電流和勵磁電流是耦合的，是無法做到精確控制的。因此在軋機、造紙等對力矩要求很高行業，直流調速還是具有廣泛性直流調速器具有動態響

5、應快、抗干擾能力強優點。我們知道采用轉速負反饋和PI調節器的單閉環調速系統可以在保證系統穩定的條件下實現轉速無靜差。由于主電路電感的作用，電流不能突跳，為了實現在允許條件下最快啟動，關鍵是要獲得一段使電流保持為最大值的恒流過程，按照反饋控制規律，電流負反饋就能得到近似的恒流過程。問題是希望在啟動過程中只有電流負反饋，而不能讓它和轉速負反饋同時加到一個調節器的輸入端，到達穩態轉速后，又希望只要轉速負反饋，不讓電流負反饋發揮作用，因此我們采用雙閉環調速系統。直流調速系統在理論上和實踐上都比較成熱，從控制技術的角度來看，它又是交流調速系統的基礎，因此，直流調速系統的應用研究有實際意義。在工程實踐中，

6、有許多生產機械要求在一定的范圍內進行速度的平滑調節并且要求有良好的靜、動態性能。由于直流電動機具有極好的運行性能和控制性能，盡管它不如交流電動機那樣結構簡單、價格便宜、制造方便、維護容易，但長期以來，直流調速系統一直占據壟斷地位。由于全數字直流調速系統的出現，目前，直流調速系統仍然是自動調速系統的主要形式。第二章 直流調速系統的方案確定2.1系統的技術數據要求 采用轉速、電流負反饋構成雙閉環調速系統主回路采用三相全控橋不可逆系統。勵磁回路采用三相橋式晶閘管變流裝置供電，構成勵磁電流閉環系統控制。技術數據：（1） 直流電動機數據：電動機型號：Z2-62, 220V，68.5A，1500rpm，允

7、許過載倍數，電樞回路電阻，系統運動部分的轉動慣量。（2） 要求達到的性能指標：，電流超調量，轉速無靜差，且空載起動到額定轉速時的轉速超調量。2.2直流調速系統的方案選擇直流調速系統簡介.1工作原理圖2-1表示是一臺最簡單的兩極直流電機模型，它的固定部分(定子)上，裝設了一對用直流勵磁的主磁極N和S，在旋轉部分(轉子)上裝設電樞鐵心。定子與轉子之間有一氣隙。電樞鐵心上裝置了由A和X兩根導體連成的電樞線圈，線圈的首端和末端分別接到兩個圓弧形的銅片上，此銅片稱為換向片,換向片之間互相絕緣。由換向片構成的整體稱為換向器，固定在轉軸上。在換向片上放置著一對固定不動的電刷B1和B2，當電樞旋轉時，電樞線圈

8、通過換向片和電刷與外電路接通。圖2-1 最簡單的兩極直流電機模型如果將直流電壓直接加到線圈AX上，導體中就有直流電流通過。設導體中的電流為，載流導體在磁場中將受到電磁力的作用，線圈上的電磁轉矩則為 式中，Da為電樞的外徑。由于電流為恒定，一周中磁通密度的方向為一正一負，因此電磁轉矩TXA將是交變的，無法使電樞持續旋轉。然而在直流電動機中，外加電壓并非直接加于線圈，而是通過電刷B1、B2和換向器再加到線圈上，這樣情況就不同。因為電刷B1和B2靜止不動，電流總是從正極性電刷B1流入，經過處于N極下的導體，再經處于S極下的導體，由負極性電刷B2流出；故當導體輪流交替地處于N極和S極下時，導體中的電流

9、將隨其所處磁極極性的改變而同時改變其方向，從而使電磁轉矩的方向始終保持不變，并使電動機持續旋轉。此時換向器起到將外電路的直流，改變為線圈內的交流的“逆變”作用。這就是直流電動機的工作原理。.2運行特性直流電動機的運行特性主要有兩條:一條是工作特性，另一條是機械特性，即轉速-轉矩特性。分析表明，運行性能因勵磁方式不同而有很大差異，下面主要對并勵電動機的運行特性加以研究。工作特性是指電動機的端電壓U=UN，勵磁電流If=IfN時，電動機的轉速n、電磁轉矩Te和效率與輸出功率的關系，即n，。由于實際運行中較易測得，且隨的增大而增大，故也可把工作特性表示為n，。上述條件中，為額定勵磁電流，即輸出功率達

10、到額定功率、轉速達到額定轉速時的勵磁電流。先看轉速特性。從電動勢公式和電壓方程可知 （2-1）上式通常稱為電動機的轉速公式。此式表示，在端電壓U、勵磁電流均為常值的條件下，影響并勵電動機轉速的因素有兩個：一是電樞電阻壓降；二是電樞反應。當電動機的負載增加時，電樞電流增大，使電動機的轉速趨于下降；電樞反應有去磁作用時，則使轉速趨于上升；這兩個因素的影響部分地互相抵消，使并勵電動機的轉速變化很小。實用上，為保證并勵電動機的穩定運行，常使它具有稍微下降的轉速特性。并勵電動機在運行中，勵磁繞組絕對不能斷開。若勵磁繞組斷開，=0，主磁通將迅速下降到剩磁磁通，使電樞電流迅速增大。此時若負載為輕載，則電動機

11、的轉速迅速上升，造成“飛車”；若負載為重載，所產生的電磁轉矩克服不了負載轉矩，則電動機可能停轉，使電樞電流增大到起動電流，引起繞組過熱而將電機燒毀。這兩種情況都是危險的。機械特性是指，勵磁回路電阻=常值時，電動機的轉速與電磁轉矩的關系。.3電動機的起動與調速(1) 直流電動機的啟動直流電動機接到電源以后，轉速從零達到穩態轉速的過程稱為起動過程。對電動機起動的基本要求是： 起動轉矩要大； 起動電流要小； 起動設備要簡單、經濟、可靠。直流電動機開始起動時，轉速，電樞的感應電動勢，電樞電阻又很小，因而起動電流將達到很大的數值，常須加以限制。另一方面，起動轉矩，減小起動電流將使起動轉矩隨之減小。這是互

12、相矛盾的。通常采用保證足夠的起動轉矩下盡量減小起動電流的辦法，使電動機起動。直流電動機常用的起動方法有三種： 直接起動； 接入變阻器起動； 降壓起動。(2) 直流電動機速度的調節電動機是用以驅動生產機械的，根據負載的需要，常常希望電動機的轉速能在一定甚至是寬廣的范圍內進行調節，且調節的方法要簡單、經濟。直流電動機在這些方面有其獨到的優點。直流電動機轉速和其他參量之間的穩態關系可表示為式中轉速（r/min）；電樞電壓（）；電樞電流（）；電樞回路總電阻（）；勵磁磁通（b）；由電機結構決定的電動勢常數。在上式中，是常數，電流是由負載決定的，因此調節電動機的轉速可以有三種方法： 調節電樞供電電壓； 減

13、弱勵磁磁通； 改變電樞回路電阻。對于要求在一定范圍內無級平滑調速的系統來說，以調節電樞電壓的方式為最好。改變電阻只能實現有級調速；減弱磁通雖然能夠平滑調速，但調速范圍不大，往往只是配合調壓方案，在基速（額定轉速）以上作小范圍的弱磁升速。因此，自動控制的直流調速系統往往以變壓調速為主1。調速方案選擇PWM脈沖寬度調制技術，通過對微處理器輸出的一系列數字脈沖寬度進行調制，等效地獲得模擬電路所需的波形，從而實現對模擬電路控制的一種有效技術。采用PWM技術可以避免傳統調速系統模擬電路容易隨時間飄移、產生一些不必要的熱損耗、以及對噪聲敏感等缺點，且PWM調速系統低速特性好，動態抗干擾能力強的特點由此來實

14、現直流電機的啟動、停止、加速、減速、正轉、反轉以及速度的動態顯示，并且大幅度提高了轉速顯示的精確性。調速電路方案本電機調速系統采用脈寬調制方式, 與晶閘管調速相比, 技術先進, 可減少對電源的污染。為使整個系統能正常安全地運行, 設計了過流、過載、過壓、欠壓保護電路, 另外還有過壓吸收電路。確保了系統可靠運行。控制方案選擇速度與電流雙閉環調速系統是20 世紀60 年代在國外出現的一種新型的調速系統。70 年代以來, 在我國的冶金、機械、制造以及印染工業等領域得到日益廣泛的應用。 雙閉環調速系統是由單閉環自動調速系統發展而來的。單閉環調速系統使用了一個比例積分調節器組成速度調節器可以得到轉速的無

15、靜差調節。從擴大調速范圍的角度來看, 單環系統已能基本上滿足生產機械對調速的要求。但是, 任何調速系統總是需要啟動與停車的, 從電機能承受的過載電流有一定限制來看, 要求啟動電流的峰值不要超過允許數值。為達到這個目的, 采用電流截止負反饋的系統, 它能得到啟動電流波形, 見圖2.1實線所示。波形的峰值正好達到直流電動機所允許的最大沖擊電流, 其啟動時間為。圖2.1帶有截止負反饋系統啟動電流波形實際的調速系統, 除要求對轉速進行調整外, 很多生產機械還提出了加快啟動和制動過程的要求, 例如可逆軋鋼, 龍門刨床都是經常處于正反轉工作狀態的, 為了提高生產率, 要求盡量縮短過渡過程的時間。從圖2.1

16、啟動流變化的波形可以看到, 電流只在很短的時間內就達到了最大允許值, 而其他時間的電流均小于此值, 可見在啟動過程中,電機的過載能力并沒有充分利用。如果能使啟動電流按虛線的形狀變化, 充分利用電動機的過載能力, 使電機一直在較大的加速轉矩下啟動, 啟動時間就會大大縮短, 只要就夠了。上述設想提出一個理想的啟動過程曲線, 其特點是在電機啟動時, 啟動電流很快加大到允許過載能力值, 并且保持不變, 在這個條件下, 轉速得到線性增長, 當開到需要的大小時, 電機的電流急劇下降到克服負載所需的電流值,對應這種要求可控硅整流器的電壓在啟動一開始時應為, 隨著轉速的上升, 也上升, 達到穩定轉速時, 。這

17、就要求在啟動過程中把電動機的電流當作被調節量, 使之維持在電機允許的最大值, 并保持不變。這就要求一個電流調節器來完成這個任務。帶有速度調節器和電流調節器的雙閉環調速系統便是在這種要求下產生的。如下圖2.2圖2.2轉速、電流雙閉環直流調速系統原理框圖（注: ASR轉速調節器 ACR電流調節器 TG直流測速發電機TA電流互感器 UPE電力電子裝置 Un*轉速給定電壓 Un轉速反饋電壓 Ui*電流給定電壓 Ui 電流反饋電壓）為了實現轉速和電流兩種負反饋分別起作用，在系統中設置了兩個調節器，分別調節轉速和電流，二者之間實行串級聯接，如圖3.6所示。這就是說把轉速調節器的輸出當作電流調節器的輸入，再

18、用電流調節器的輸出去控制晶閘管整流器的觸發裝置。從閉環結構上看，電流調節環在里面，叫內環；轉速調節環在外邊，叫做外環。這樣就形成了轉速、電流雙閉環調速系統。為了獲得良好的靜、動態性能，雙閉環調速系統的兩個調節器都采用調節器。采用型的好處是其輸出量的穩態值與輸入無關，而是由它后面環節的需要決定的。后面需要調節器提供多么大的輸出值，它就能提供多少，直到飽和為止。雙閉環調速系統的靜特性在負載電流小于最大電流 時表現為轉速無靜差，這時，轉速負反饋起主要調節作用。當負載電流達到 后，轉速調節器飽和，電流調節器起主要調節作用，系統表現為電流無靜差，得到過電流的自動保護。這就是采用了兩個調節器分別形成內、外

19、兩個閉環的效果。2.3雙閉環直流調速系統的靜特性實際上，在正常運行時，電流調節器是不會達到飽和狀態的。因此，對于靜特性來說，只有轉速調節器飽和與不飽和兩種情況。雙閉環直流調速系統的靜特性如圖所示。（1）轉速調節器不飽和式中，轉速和電流反饋系數。由第一個關系式可得從而得到上圖靜特性的CA段。靜特性的水平特性與此同時，由于ASR不飽和，U*i < U*im，從上述第二個關系式可知: Id < Idm。 這就是說， CA段靜特性從理想空載狀態的 Id = 0 一直延續到 Id = Idm ，而 Idm 一般都是大于額定電流 IdN 的。這就是靜特性的運行段，它是水平的特性。（2） 轉速調

20、節器飽和這時，ASR輸出達到限幅值U*im ，轉速外環呈開環狀態，轉速的變化對系統不再產生影響。雙閉環系統變成一個電流無靜差的單電流閉環調節系統。穩態時 式中，最大電流 Idm 是由設計者選定的，取決于電機的容許過載能力和拖動系統允許的最大加速度。靜特性的垂直特性式（2-2）所描述的靜特性是上圖中的AB段，它是垂直的特性。 這樣的下垂特性只適合于 n < n0 的情況，因為如果 n > n0 ，則Un > U*n ，ASR將退出飽和狀態。 第三章 主電路和勵磁回路的設計與分析3.1 PWM變換器介紹脈寬調速系統的主要電路采用脈寬調制式變換器，簡稱PWM變換器。PWM變換器有不

21、可逆和可逆兩類，可逆變換器又有雙極式、單極式和受限單極式等多種電路。下面分別對各種形式的PWM變換器做一下簡單的介紹和分析。 不可逆PWM變換器分為無制動作用和有制動作用兩種。圖3.1（a）所示為無制動作用的簡單不可逆PWM變換器主電路原理圖，其開關器件采用全控型的電力電子器件。電源電壓一般由交流電網經不可控整流電路提供。電容C的作用是濾波，二極管VD在絕緣柵雙極晶體管VT關斷時為電動機電樞回路提供釋放電儲能的續流回路。 圖3.1 簡單的不可逆PWM變換器電路 （a）原理圖 （b）電壓和電流波型絕緣柵雙極晶體管VT的基極由頻率為f，其脈沖寬度可調的脈沖電壓驅動。在一個開關周期T內，當時，為正，

22、VT飽和導通，電源電壓通過VT加到電動機電樞兩端；當時，為負，VT截止，電樞失去電源，經二極管VD續流。電動機電樞兩端的平均電壓為    式中，PWM電壓的占空比，又稱負載電壓系數。的變化范圍在01之間改變，改變即可改變直流電動機電樞平均電壓，實現直流電動機的調壓調速。 圖3.1（b）繪出了穩態時電動機電樞的脈沖端電壓、平均電壓和電樞電流的波型。由圖可見，電流是脈動的，其平均值等于負載電流（負載轉矩， 直流電動機在額定磁通下的轉矩電流比）。   由于VT在一個周期內具有開關兩種狀態，電路電壓平衡方程式也分為兩階段，即 在期間 在期間

23、    式中，R，L電動機電樞回路的總電阻和總電感；E電動機的反電動勢。     PWM調速系統的開關頻率都較高，至少是14kHz，因此電流的脈動幅值不會很大，再影響到轉速n和反電動勢E的波動就更小，在分析時可以忽略不計，視 n和E為恒值。 這種簡單不可逆PWM電路中電動機的電樞電流不能反向，因此系統沒有制動作用，只能做單向限運行，這種電路又稱為“受限式”不可逆PWM電路。這種PWM調速系統，空載或輕載下可能出現電流斷續現象，系統的靜、動態性能均差。    圖3.2

24、（a）所示為具有制動作用的不可逆PWM變換電路，該電路設置了兩個絕緣柵雙極晶體管VT1和VT2，形成兩者交替開關的電路，提供了反向電流的通路。這種電路組成的PWM調速系統可在第I、II兩個象限中運行。     VT1和VT2的基極驅動信號電壓大小相等，極性相反，即。當電動機工作在電動狀態時，在一個周期內平均電流就為正值，電流分為兩段變化。在期間，為正，VT1飽和導通；為負，VT2截止。此時，電源電壓加到電動機電樞兩端，電流沿圖中的回路流通。 在期間，和改變極性，VT1截止，原方向的電流沿回路2經二極管VD2續流，在VD2兩端產生的壓降給VT2施加反壓，使

25、VT2不可能導通。因此，電動機工作在電動狀態時，一般情況下實際上是VT1和續流二極管VD2交替導通，而VT2則始終不導通，在一般電動狀態時，其電壓、電流波型如圖3.2（b）所示，與圖3.1中沒有VT2的情況完全一樣。     如果電動機在電動運行中要降低轉速，可將控制電壓減小，使的正脈沖變窄，負脈沖變寬，從而使電動機電樞兩端的平均電壓降低。但是由于慣性，電動機的轉速n和反電動勢E來不及立刻變化，因而出現的情況。這時電力晶體管VT2能在電動機制動中起作用。在期間，VT2在正的和反電動勢E的作用下飽和導通，由E產生的反向電流沿回路3通過VT2流通，產生能耗制

26、動，一部分能量消耗在回路電阻上，一部分轉化為磁場能存儲在回路電感中，直到t=T為止。在（也就是）期間，因變負，VT2截止，只能沿回路4經二極管VD1續流，對電源回饋制動，同時在VD1上產生的壓降使VT1承受反壓而不能導通。在整個制動狀態中，VT2和VD1輪流導通，VT1始終截止，此時電動機處于制動狀態，電壓和電流波型圖3-2（c）。反向電流的制動作用使電動機轉速下降，直到新的穩態。 圖3.2 具有制動作用的不可逆PWM變換電路這種電路構成的調速系統還存在一種特殊情況，即在電動機的輕載電動狀態中，負載電流很小，在VT1關斷后（即期間）沿回路2徑VD2的續流電流很快衰減到零，如在圖3.2（d）中的

27、期間的時刻。這時VD2兩端的壓降也降為零，而此時由于為正，使VT2得以導通，反電動勢E經VT2沿回路3流過反向電流，產生局部時間的能耗制動作用。到了期間，VT2關斷，又沿回路4經VD1續流，到時衰減到零，VT1在作用下因不存在而反壓而導通，電樞電流再次改變方向為沿回路經VT1流通。在一個開關周期內，VT1、VD1、VT2、VD1四個電力電子開關器件輪流導通，其電流波形示圖3-2（d），為輕載電動狀態的電流波形。    綜上所述，具有制動作用的不可逆PWM變換器構成的調速系統，電動機電樞回路中的電流始終是連續的；而且，由于電流可以反向，系統可以實現二象限運

28、行，有較好的靜、動態性能。 由具有制動作用的不可逆PWM變換器構成的直流調速系統，電動機有兩種過兩種狀態下電流的方向相反，即在制動狀態時為。3.2勵磁回路的選擇 本設計勵磁電路采用三相橋式晶閘管變流裝置供電，構成勵磁電流閉環控制。 圖2-4三相橋式晶閘管變流裝置 三相全控橋整流電路實際上是組成三相半波晶閘管整流電路中的共陰極組和共陽極組串聯電路。三相全控橋式整流電路可實現對共陰極組和共陽極組同時進行控制，控制角都是在一個周期內6個晶閘管都要被觸發一次，觸發順序依次為：。6個觸發脈沖相依次相差為了構成一個完整的電流回路，要求兩個晶閘管同時導通，其中一個在共陽極組，另一個在共陰極組。為此，晶閘管必

29、須嚴格俺編號輪流導通，其中晶閘管與按A相，晶閘管與按B相，晶閘管與按C相，晶閘管接成共陽極組和共陰極組。在電路控制下，只有接在電路共陽極組中點位為最高又同時輸入觸發脈沖的晶閘管，以及接在電路共陰極組中電位最低而同時輸入觸發脈沖的晶閘管，同時導通時，才構成完整的回路。如圖2-4所示。 由于電網電壓與工作電壓（）常常不一致，故在主電路前端需配置一個整流變壓器，以得到與負載匹配的電壓，同時把晶閘管裝置和電網隔離，可以起到降低或減少晶閘管變流裝置對電網和電其他設備的干擾。為了使元件免受在突發情況下超過其所承受的電壓電流的侵害，電路中加入了過電壓，過電流保護裝置。第四章 主電路元部件及參數計算4.1整流

30、變壓器容量計算變壓器二次側電壓的計算 在一般情況下，晶閘管裝置所要求的交流供電電壓與電網電壓往往不一致。此外，為了盡量減小電網與晶閘管裝置的相互干擾。要求它們相互隔離，故通常要配用整流變壓器。這里選項用的變壓器的一次側繞組采用聯接。為整流變壓器的總容量，為變壓器一次側的容量，為一次側電壓, 為一次側電流, 為變壓器二次側的容量，為二次側電壓，為二次側的電流，為相數，以下就是各量的推導和計算過程。 考慮占空比為，則 取 考慮10%的裕量 一、二次電流計算 變比 考慮空載電流，取 變壓器容量計算 設計時留取一定的裕量，可以取容量為整流變壓器。4.2 IGBT管的參數 IGBT（Insulated

31、Gate Bipolor Transistor）叫做絕緣柵極雙極晶體管。這種器件具有MOS門極的高速開關性能和雙極動作的高耐壓、大電流容量的兩種特點。其開關速度可達1mS，額定電流密度100A/cm2，電壓驅動，自身損耗小。其符號和波形圖如圖4.1所示。 圖4.1IGBT 信號及波形圖 設 考慮占空比為，則 因為，取倍裕量，選耐壓為以上的IGBT。由于IGBT是以最大標注且穩定電流與峰值電流間大致為4倍關系，故應選用大于4倍額定負載電流的IGBT為宜，因此選用以上,額定電壓1600V左右的IGBT。設計中選的IGBT管的型號是GT40T101,它的參數如下：管子類型：NMOS場效應管極限電壓V

32、m：1500V極限電流Im：80A額定電壓U：220V 續流二極管的選擇 根據 得知 續流二極管應選、額定電壓為的二極管整流元件晶閘管的選型正確選擇晶閘管能夠使晶閘管裝置在保證可靠運行的前提下降低成本。選擇晶閘管元件主要是選擇它的額定電壓和額定電流首先確定晶閘管額定電壓，晶閘管額定電壓必須大于元件在電路中實際承受的最大電壓，考慮到電網電壓的波動和操作過電壓等因素，還要放寬23倍的安全系數，則計算公式：（4-7）對于本設計采用的是三相橋式整流電路，晶閘管按1至6的順序導通，在阻感負載中晶閘管承受的最大電壓， 故計算的晶閘管額定電壓為（4-8）取。再確定晶閘管額定電流，額定電流有效值大于流過元件實

33、際電流的最大有效值。一般取按此原則所得計算結果的1.52倍。 （4-9） （4-10）由此可求出晶閘管的額定電流，其公式為： （4-11）可以取額定電流為50A。本設計選用晶閘管的型號為KP（3CT）-50A額定電壓： VDRM 800V 額定電流： IT(AV)50A門極觸發電壓：VGT3.5 V 門極觸發電流：IGT300 mA4.3三相全控橋整流二極管選擇 二極管承受反向最大電壓 考慮3倍裕量，則取 該電路整流輸出接有大電容，而且負載也不是純電感負載，但為了簡化計算，仍可按電感計算，只是電流裕量要可適當取大些即可。濾波電容C1的選擇 C1一般根據放電的時間常數計算，負載越大，要求紋波系數

34、越小，一般不做嚴格計算，多取2000 uF以上。因該系統負載不大，故 取 ，耐壓 取 即選用電容器。4.4濾波電容選擇 斬波器的散熱設計： 熱管散熱技術是當今國際較流行的散熱方式，國內近年來發展較快，被人們稱之為熱的“超導體”，已廣泛用于車輛電傳動系統，熱管的主要特點：高效的導熱性，高度的等溫性，熱流密度變換能力強，結構多樣靈活、重量輕。由于IGBT模塊的開關頻率高，開關損耗大，特別是對大功率IGBT模塊，一般普通型材散熱器難以滿足要求。熱管散熱器特別適合于這種安裝底板絕緣的大功率IGBT模塊散熱。目前適合于大功率IGBT模塊的熱管散熱器的熱阻可以達到額定標準以下。過電流保護電路： 過電流保護

35、采用的是在主電路中串聯一個1的電阻，在其兩端并聯電磁繼電器的線圈。 過流保護信號取自電阻兩端的電壓， 當主電路的電流高于一定數值時，電磁繼電器的開關閉合，接通低電平，該過電流信號還送到SG3525的腳10。在SG3525內部由于T3基極與A端線相連，A端線由低電壓上升為邏輯高電平，經過SG3525A的13腳輸出為高電平，功率驅動電路輸出至功率場效應管的控制脈沖消失。在電路中，過流保護環節還輸出一個信號到與門的輸入端，當出現過流信號時，檢測環節輸出一低電平信號到與門的輸入端，使脈沖消失，與SG3525的故障關閉功能一起構成雙重保護。IGBT的保護設計： 在斬波電路中對斬波器的

36、保護，實際上就是對IGBT的保護。所以重要的是怎么設計好對開關管IGBT的保護方案。在設計對IGBT的保護系統中，主要是針對過電流保護和開關過程中的過電壓保護。IGBT的過電流保護 IGBT的過流保護電路可分為2類：一類是低倍數的（1.21.5倍）的過載保護；一類是高倍數（可達810倍）的短路保護。對于過載保護不必快速響應，可采用集中式保護，即檢測輸入端或直流環節的總電流，當此電流超過設定值后比較器翻轉，封鎖所有IGBT驅動器的輸入脈沖，使輸出電流降為零。這種過載電流保護，一旦動作后，要通過復位才能恢復正常工作。 IGBT能承受很短時間的短路電流，能承受短路電流的時間與該IGBT的導通飽和壓降

37、有關，隨著飽和導通壓降的增加而延長。如飽和壓降小于2V的IGBT允許承受的短路時間小于5s，而飽和壓降3V的IGBT允許承受的短路時間可達15s，45V時可達30s以上。存在以上關系是由于隨著飽和導通壓降的降低，IGBT的阻抗也降低，短路電流同時增大，短路時的功耗隨著電流的平方加大，造成承受短路的時間迅速減小。 通常采取的保護措施有軟關斷和降柵壓2種。軟關斷指在過流和短路時，直接關斷IGBT。但是，軟關斷抗騷擾能力差，一旦檢測到過流信號就關斷，很容易發生誤動作。為增加保護電路的抗騷擾能力，可在故障信號與啟動保護電路之間加一延時，不過故障電流會在這個延時內急劇上升，大大增加了功率損耗，同時還會導

38、致器件的di/dt增大。所以往往是保護電路啟動了，器件仍然壞了。 降柵壓旨在檢測到器件過流時，馬上降低柵壓，但器件仍維持導通。降柵壓后設有固定延時，故障電流在這一延時期內被限制在一較小值，則降低了故障時器件的功耗，延長了器件抗短路的時間，而且能夠降低器件關斷時的di/dt，對器件保護十分有利。若延時后故障信號依然存在，則關斷器件，若故障信號消失，驅動電路可自動恢復正常的工作狀態，因而大大增強了抗騷擾能力。 IGBT開關過程中的過電壓保護 關斷IGBT時，它的集電極電流的下降率較高，尤其是在短路故障的情況下，如不采取軟關斷措施，它的臨界電流下降率將達到數kA/s。極高的電流下降率將會在主電路的分

39、布電感上感應出較高的過電壓，導致IGBT關斷時將會使其電流電壓的運行軌跡超出它的安全工作區而損壞。所以從關斷的角度考慮，希望主電路的電感和電流下降率越小越好。但對于IGBT的開通來說，集電極電路的電感有利于抑制續流二極管的反向恢復電流和電容器充放電造成的峰值電流，能減小開通損耗，承受較高的開通電流上升率。一般情況下IGBT開關電路的集電極不需要串聯電感，其開通損耗可以通過改善柵極驅動條件來加以控制。4.5交流側過電壓保護 壓敏電阻采用由金屬氧化物（如氧化鋅、氧化鉍）燒結制成的非線性壓敏元件作為過電壓保護，其主要優點在于：壓敏電阻具有正反向相同的陡峭的伏安特性，在正常工作時只有很微弱的電流（1m

40、A以下）通過元件，而一旦出現過電壓時電壓，壓敏電阻可通過高達數千安的放電電流，將電壓抑制在允許的范圍內，并具有損耗低，體積小，對過電壓反映快等優點。因此，是一種較好的過電壓保護元件。 本設計采用三相全控橋整流電路，變壓器的繞組為Y聯結，在變壓器交流側，采用壓敏電阻的保護回路，如下圖4.2所示。 圖4.2 二次側過電壓壓敏電阻保護（1）壓敏電阻的額定電壓選擇可按下式： 式中，-壓敏電阻的額定電壓， VYJ型壓敏電阻的額定電壓有：100V、200V、440、760V、1000V等；-變壓器二次側的線電壓有效值，對于星形接法的線電壓等于相電壓，。（2）計算壓敏電阻泄放電流初值，即三相變壓器時： （4

41、-24） 式中，-能量轉換系數，； -三相變壓器空載線電流有效值，（3）計算壓敏電阻的最大電壓的公式為 式中，-壓敏元件特性系數； -壓敏元件非線性系數。 一般 在2025之間，在取時，。 因此，壓敏電阻額定電壓取650V型壓敏電阻。4.6直流側過電壓保護圖4.2 壓敏電阻保護電路整流器直流側在快速開關斷開或橋臂快速熔斷等情況，也會在A、B之間產生過電壓，可以用非線性元氣件抑制過電壓，本設計壓敏電阻設計來解決過電壓時(擊穿后)，正常工作時漏電流小、損耗低，而泄放沖擊電流能力強，抑制過電壓能力強，除此之外，它對沖擊電壓反應快，體積又比較小，故應用廣泛。其電路圖如右圖4.3所示 。 壓敏電阻的額定

42、電壓的選取可按下式計算：壓敏電阻承受的額定電壓峰值 圖4.3直流側過電壓保護式中為壓敏電阻的額定電壓；為電網電壓升高系數，一般取1.051.10。壓敏電阻承受的額定電壓峰值就是對于本設計： （4-29）因此，壓敏電阻額定電壓取300V 型壓敏電阻。 4.7過電流保護設計 過電流保護措施有下面幾種，可以根據需要選擇其中一種或數種。（1）在交流進線中串接電抗器或采用漏抗較大的變壓器，這些措施可以限制短路短路電流。（2）在交流側設置電流檢測裝置，利用過電壓信號去控制觸發器，使脈沖快速后移或對脈沖進行封鎖。（3）交流側經電流互感器接入過電流繼電器或直流側接入過電流繼電器，可以在發生過電流時動作，斷開主

43、電路。（4）對于大容量和中等容量的設備以及經常逆變的情況，可以用直流快速開關進行過載或短路保護。直流開關的應根據下列條件選擇： 快速開關的額定電流額定整流電流。 快速開關的額定電壓額定整流電壓。 快速開關的分斷能力直流側外部短路時穩態短路電流平均電流平均值。快速開關的動作電流按電動機最大過載電流整定 式中，K為電動機最大過載倍數，一般不大于2.7；為直流電動機的額定電流。（5） 快速熔斷器 它可以安裝在交流側或直流側，在直流側與元件直接串聯。在選擇時應注意以下問題： 快熔的額定電壓應大于線路正常工作電壓的有效值。 熔斷器的額定電流應大于溶體的額定電流。 溶體的額定電流可按下式計算 1.三相交流

44、電路的一次側過電流保護 在本設計中，選用快速熔斷器與電流互感器配合進行三相交流電路的一次側過電流保護，保護原理圖4.4如下： 圖4.4 一次側過電流保護電路（1）熔斷器額定電壓選擇：其額定電壓應大于或等于線路的工作電壓。 本課題設計中變壓器的一次側的線電壓為380V，熔斷器額定電壓可選擇400V。（2）熔斷器額定電流選擇：其額定電流應大于或等于電路的工作電流。 本課題設計中變壓器的一次側的電流熔斷器額定電流 因此，如圖4.4在三相交流電路變壓器的一次側的每一相上串上一個熔斷器，由于熔斷器的額定電壓要大于變壓器的一次側電壓380V，則熔斷器的額定電壓可選400V，由計算知額定電流選70A。4.8

45、 勵磁回路變流變壓器容量的計算和選擇 在一般情況下，晶閘管裝置所要求的交流供電電壓與電網電壓往往不一致；此外，為了盡量減小電網與晶閘管裝置的相互干擾，要求它們相互隔離，故通常要配用整流變壓器，這里選項用的變壓器的一次側繞組采用聯接，二次側繞組采用Y聯接。為整流變壓器的總容量，為變壓器一次側的容量，為一次側電壓, 為一次側電流, 為變壓器二次側的容量，為二次側電壓，為二次側的電流，、為相數，以下就是各量的推導和計算過程。為了保證負載能正常工作，當主電路的接線形式和負載要求的額定電壓確定之后，晶閘管交流側的電壓只能在一個較小的范圍內變化，為此必須精確計算整流變壓器次級電壓。影響值的因素有：(1)值

46、的大小首先要保證滿足負載所需求的最大電流值的。(2)晶閘管并非是理想的可控開關元件，導通時有一定的管壓降，用表示。(3)變壓器漏抗的存在會產生換相壓降。(4)平波電抗器有一定的直流電阻，當電流流經該電阻時就要產生一定的電壓降。(5)電樞電阻的壓降。綜合以上因素得到的精確表達式為：表示當控制角時，整流電壓平均值與變壓器次級相電壓有效值之比；表示控制角為時和時整流電壓平均值之比；C是與整流主電路形式有關的系數；為變壓器的短路電壓百分比，100千伏安以下的變壓器取，1001000千伏安的變壓器取；為電網電壓波動系數。通常取,供電質量較差，電壓波動較大的情況應取較小值； 表示電動機電樞電路總電阻的標么

47、值，對容量為的電動機，通常。表示主電路中電流經過幾個串聯晶閘管的管壓降。- 負載電流最大值；所以,表示允許過載倍數。對于本設計：為了保證電動機負載能在額定轉速下運轉,計算所得應有一定的裕量,根據經驗所知,公式中的控制角應取300為宜。，,，（其中A、B、C可以查表4.1中三相全控橋）表3.1 變流變壓器的計算系數整流電路單相雙半波單相半控橋單相全控橋三相半波三相半控橋三相全控橋帶平衡電抗器的雙反星形0.90.90.91.172.342.341.17C0.7070.7070.7070.8660.50.50.50.707110.5780.8160.8160.289 以下為計算過程和結果： （3-3

48、0）這里可以取。實際選取為標準變壓器時可以通過改變線圈匝數。 根據主電路的不同的接線方式，由表3.1查得即得出二次側電流的有效值,從而求的、出變壓器二次側容量。而一次相電流有效值，所以一次側容量。一次相電壓有效值取決于電網電壓。所以變流變壓器的平均容量為。 為各種接線形式時變壓器次級電流有效值和負載電流平均值之比。對于本設計取0.816,且忽略變壓器一二次側之間的能量損耗，故 （3-31）根據整流變壓器的特性，即取3，所以，所以整流變壓器的容量為： （3-32） （3-33）設計時留取一定的裕量，可以取容量為整流變壓器。4.9 整流元件晶閘管的選型正確選擇晶閘管能夠使晶閘管裝置在保證可靠運行的

49、前提下降低成本。選擇晶閘管元件主要是選擇它的額定電壓 和額定電流首先確定晶閘管額定電壓，晶閘管額定電壓必須大于元件在電路中實際承受的最大電壓，考慮到電網電壓的波動和操作過電壓等因素，還要放寬23倍的安全系數，則計算公式： (3-34) 對于本設計采用的是三相橋式整流電路，晶閘管按1至6的順序導通，在阻感負載中晶閘管承受的最大電壓， 故計算的晶閘管額定電壓為 （3-34）取。再確定晶閘管額定電流，額定電流有效值大于流過元件實際電流的最大有效值。一般取按此原則所得計算結果的1.52倍。 （3-35） （3-36）由此可求出晶閘管的額定電流，其公式為： （3-37） 可以取額定電流為2A。本設計選用

50、晶閘管的型號為KK-200-8額定電壓： VDRM 800V 額定電流： IT(AV) 200A門極觸發電壓：VGT 3.5 V 門極觸發電流：IGT 300 mA第五章 PWM控制直流調速系統控制電路設計5.1 PWM信號發生器PWM信號發生器以集成可調脈寬調制器SG3525為核心構成，他把產生的電壓信號送給兩個IGBT。通過改變電力晶體管基極控制電壓的占空比，而達到調速的目的。其控制電路如圖4-1所示. 圖4-1 PWM控制電路5.1.1 SG3525芯片的主要特點 SG3525為美國Silicon General公司生產的專用PWM控制集成電路，如圖4-2所示。 圖4-2 SG3525芯

51、片的內部結構它采用恒頻脈寬調制控制方案，其內部包含有精密基準源、鋸齒波振蕩器、誤差放大器、比較器、分頻器和保護電路等。調節Ur的大小，在A、B兩端可輸出兩個幅度相等、頻率相等、相位相互錯開180度、占空比可調的矩形波（即PWM信號）。它適用于各開關電源、斬波器的控制。 輸出級采用推挽輸出，雙通道輸出，占空比0-50%可調.每一通道的驅動電流最大值可達200mA,灌拉電流峰值可達500mA。可直接驅動功率MOS管，工作頻率高達400KHz，具有欠壓鎖定、過壓保護和軟啟動振蕩器外部同步、死區時間可調、PWM瑣存、禁止多脈沖、逐個脈沖關斷等功能。該電路由基準電壓源、震蕩器、誤差放大器、PWM比較器與

52、鎖存器、分相器、欠壓鎖定輸出驅動級，軟啟動及關斷電路等組成，可正常工作的溫度范圍是0-700C。基準電壓為5.1 V士1%，工作電壓范圍很寬，為8V到35V.5.1.2 SG3525引腳各端子功能 SG3525采用16端雙列直插DIP封裝，各端子功能介紹如下:1腳:INV. INPUT(反相輸入端):誤差放大器的反相輸入端，該誤差放大器的增益標稱值為80db，其大小由反饋或輸出負載來決定，輸出負載可以是純電阻，也可以是電阻性元件和電容元件的組合。該誤差放大器共模輸入電壓范圍是1. 5V-5. 2V。此端通常接到與電源輸出電壓相連接的電阻分壓器上。負反饋控制時，將電源輸出電壓分壓后與基準電壓相比

53、較。2腳:NI. INPUT (同相輸入端):此端通常接到基準電壓16腳的分壓電阻上，取得2. 5V的基準比較電壓與INV. INPUT端的取樣電壓相比較。3腳:SYNC(同步端):為外同步用。需要多個芯片同步工作時，每個芯片有各自的震蕩頻率，可以分別他們的4腳和3腳相連，這時所有芯片的工作頻率以最快的芯片工作頻率同步。也可以使單個芯片以外部時鐘頻率工作。4腳:OSC. OUTPUT(同步輸出端):同步脈沖輸出。作為多個芯片同步工作時使用。但幾個芯片的工作頻率不能相差太大，同步脈沖頻率應比震蕩頻率低一些。如不需多個芯片同步工作時，3腳和4腳懸空。4腳輸出頻率為輸出脈沖頻率的2倍。輸出鋸齒波電壓

54、范圍為0. 6V到3. 5V.5腳:Cr(震蕩電容端):震蕩電容一端接至5腳，另一端直接接至地端。其取值范圍為0.001,u F到0. 1 u F。正常工作時，在Cr兩端可以得到一個從0.6V到3. 5V變化的鋸齒波。6腳:Rr(震蕩電阻端):震蕩電阻一端接至6腳，另一端直接接至地端。Rr的阻值決定了內部恒流值對Cr充電。其取值范圍為2K歐到150K歐 Rr和Cr越大充電時間越長，反之則充電時間短。7腳:DISCHATGE RD(放電端):Cr的放電由5. 7兩端的死區電阻決定。把充電和放電回路分開，有利與通過死區電阻來調節死區時間，使死區時間調節范圍更寬。其取值范圍為0歐到500歐。放電電阻RD和CT越大放電時間越長，反之則放電時間短。8腳:SOFTSTATR(軟啟動):比較器的反相端即軟啟動器控制端8,端8可外接軟啟動電容，該電容由內部Vf的50uA恒流源充電。9腳:COMPENSATION(補償端):在誤差放大器輸出