1、西南交通大學碩士學位論文全橋移相軟開關功率變換器的研究姓名:笪賢進申請學位級別:碩士專業:電工理論與新技術指導教師:林國斌20030501西南交通大學硬0:研究生學位論文摘要高頻軟|丌關技術是電力電子學的一個重要的磺究方向,是實現功率變換裝置小型化,模塊化的基礎。隨著現代通訊技術的飛速發展,對通訊用電源提出了更高的要求。DC/DC全橋變換器廣泛應用于中大功率場合,因此研究其軟開關技術其有十分重要的意義。本文首先分析了基本的全橋移相ZVS DC/DC變換器的工作原理,為解決滯后橋臂不易實現零電壓開關(ZVS的情況,討論了另外三種全橋移相ZVS DC/DC變換器的電路拓撲,重點分析并解決了四個方面

2、的問題:如何擴大ZVS的負載范圍;減小變壓器原邊環流,降低變換器系統通態損耗;減少變壓器次邊有效占空比丟失;消除輸出整流二極管的寄生振蕩。針對全橋移相控制ZVS DC/DC變換器特有的電路性能以及變換器的動態特性,并結合移相控制的特點建立了全橋移相ZVS DC/DC變換器電路的小信號模型。為變換器控制電路的優化設計提供了理論依據。最后,構造了一個改進的全橋移相ZVS DC/DC變換器拓撲,在此基礎上研制了50v/10A通訊用全橋移相開關電源,該電源借助于輔助換流電感,在空載到額定負載范圍內均可實現ZVS。根據全橋移相ZVS DC/DC變換器電路的小信號模型,對其控制電路作出了優化設計,并采用移

3、相控制芯片UC3875設計了相應的控制電路。關鍵詞:ZVS:直直變換器;全橋移相:脈寬調制西南交通大學碩士研究生學位論文笫J頁ABSTRACTHigh frequency softswitching conversion is an important subject of Power eleCt roniCS.It iS a powerful approach Of minimization of Sjze and weight for power supplies.And the quick development of modern communication technology re

4、quires such more excellent power supplies as higher efficiency、more small volume and more light weight.DC/DC fulI.bridge COnverters iS wide JY used under the situatiOn which needS middle and high power supplies,SO the investigation into its softswitching technologies is very significant.Firstly,the

5、basic theory of full-bridge phaseshift ZVS PWM converters are expatiated and another three kinds of circuits of full一bridge phase-shift ZVS PWM converters are discussed.There are four kinds of problems which are emphasized:how to expand the ZVS range;how to reduce the circulation in the primary Side

6、 of the transformer in order to minimize the on state losses;how to decrease the10SS of effective duty circle and how to eliminate the parasitic oscillation of the output recti fiers.Secondly,the specific circuit effects in the phaseshift PWM converter and their impact on the converter dynamics are

7、analyzed.The smallsignal model is derived incorporating the effects of phaseshift contr01.The design of control stage of the converter are optimized based on the sma兒.signal model theoretically.In the end we have made a50v/1OA full-bridge PWM DC,DC converters based on an improved circuit topology of

8、 full bridge phase shift ZVS PWM converter.It can achieve ZVS from no load to full load in virtue of an assistant commutation jnductor.By virtue of the smallsignal model the control stage is optimized and the integrated circuit UC3875iS used to complete the controI stage.KeywordS:SOftFull SWi tching

9、 techn0109y:DCDe ConyerterS Bridge ShiftPhase:PWM第1章緒論功率變換器是應用電力電子器件將一種電能轉變為另一種或多種形式電能的裝置。按轉換電能的種類可分為四種類型:即:交流一直流變換ACDC(整流、直流一交流變換DCAC(逆變、直流一直流變換DCDC(斬波、交流.交流變換AC.AC(交交變頻。全橋移相軟開關則屬于直流變換器的種。1.1硬開關功率變換電路及其局限性60年代開始得到發展并應用的DCDC PWM(脈寬調制功率變換技術使直流變換器的設計出現了很大的變化,對常用的線性調節電源(本質上為一可控電阻提出了挑戰。它去掉了龐大笨重的工頻變壓器,提高

10、了電源的功率密度(單位體積所能得到的最大功率減小了裝置的體積重量,提高了變換器的整體效率。隨著功率半導體元器件的發展,它可以工作于越來越高的開關頻率,因而具有越來越小的體積、重量和越來越高的功率密度。在70年代,其工作頻率已從最初60年代幾kHz上升到20kHz,并在當時被稱作20kHz革命。近些年來,隨著筆記本電腦、通訊設備和微小型電器設備的發展,要求DCDC PWM 變換器具有更小的體積、重量和更高的功率密度,這就要求DC.DC PWM變換器具有更高的開關頻率,例如幾MHz或幾十MHz。然而,對于常規的DC.DC PWM變換器,進一步提高開關頻率會面臨許多實際的問題。在常規的DC.DC P

11、WM變換器中,功率開關管在電壓不為零時導通,在電流不為零時關斷,處于強迫開關過程,這種開關過程又稱為硬開關(hard switching過程。在硬開關下工作的DCDC PWM變換器,隨著開關頻率的上升,一方面開關管的開關損耗會成正比地上升,使電路的效率大大降低;另一方面,會產生嚴重的電磁干擾(EMI噪聲。1.2軟開關功率變換電路的特點及其發展為了克服前述DC.DC PWM變換器在硬開關狀態下工作的諸多問題,80年代以來軟開關技術得到了深入廣泛的研究并在近些年得到了迅速發展。所謂軟開關是指零電壓開關ZVS(zero voltage switching和零電流開關ZCS(zero current

12、switching。對于硬開關和軟開關,一般的理解是:硬開關過程是通過突變的開關過程中斷功率流完成能量的變換過程;而軟開關過程是通過電感三和電容c的諧振,使開關器件中電流或(兩端電壓按正弦或準正弦規律變化,當電流自然過零時,使器件關斷,當電壓下降到零時,使器件開通。開關器件在零電壓或零電流條件下完成導通與關斷的過程,將使器件的開關損耗在理論上為零。在DC.DC變換器設計中較早提出的軟開關變換器是準諧振變換器(QRCs,因電路工作在諧振的時間只占一個開關周期的一部分,故稱為準諧振。準諧振變換器通過諧振使開關器件上的電流或電壓按準正弦規律變化,從而創造出零電流或零電壓開關的條件,極大地減少了變換器

13、的開關損耗和開關噪聲。由于準諧振變換器不能使電路中的有源開關和二極管同時具有軟開關條件,因此之后又提出了多諧振變換器(MRCs。在多諧振變換器中,由于電路中諧振拓撲和參數不止一個,故稱為多諧振。在準諧振和多諧振變換器中,由于輸出電壓的調節是通過調節開關頻率來實現的,當負載和輸入電壓在大范圍內變化時,開關頻率也需要大范圍的變化,這使得變壓器及濾波器的設計變得很困難。為此,又提出了ZVS-PWM變換器和ZCSPWM變換器。這種類型的變換器,將準諧振變換器與常規的PWM變換器相結合,通過附加的輔助有源開關阻斷諧振過程,使電路在一周期內,一部分時間按ZCS或ZVS準諧振方式運行,另一部分時間按PWM方

14、式運行,既有軟開關的特點,又有PWM恒頻占空比調節的特點。在ZVS.PWM變換器和ZCS.PWM變換器中,諧振電感串聯在主功率回路中,因此電路中總是存在著很大的環流能量,這不可避免地增加了電路的導通損耗:另外,電感儲能與輸入電壓和輸出負載有很大關系,這使得電路的軟開關條件極大地依賴于輸入電源和輸出負載的變化。為了解決這些問題,零電壓轉換(zVTPWM變換器和零電流轉換(zcTPWM變換器被提出。在這種類型的電路中,輔助諧振電路與主功率開關管相并聯,電路中環流能量被自動地保持在較小的數值,且軟開關條件與輸入電壓和輸出負載的變化無關。上述各種軟開關變換技術在實際的DCDC PWM變換器的設計上正在

15、獲得越來越廣泛的應用,比較典型的有:零電壓開關或零電流開關的正激、反激或正反激組合式變換電路,全橋移相式ZVS變換器,全橋移相式ZCS變換器,全橋移相式ZVZCS變換器等,所有這些應用表現了軟開關技術在DC.DC PWM變換器中良好的應用前景。西南交通大學砸二ijf究生學位論文第3頁全橋軟開關是目前國內外DC.DC變換電路中最常用的電路拓撲形式之一,在中大功率應用場合更是首選拓撲。這主要是考慮它具有功率開關器件電壓、電流定額值較小,功率變壓器利用率較高等明顯優點?；镜娜珮蜃儞Q電路根據供電方式的不同(輸入端所連儲能元件的不同可分為電壓源型和電流源型兩類。其中電壓型DC.DC全橋變換電路是由基本

16、的Buck變換電路演變而來,因此也稱為全橋Buck變換器,在實際中得到較廣泛的應用。其基本電路原理圖可參考本文第二章的基本全橋變換器拓撲。電壓型全橋變換電路大多在PWM方式下工作,當然.它也可以以諧振方式:作,如:串聯諧振方式(SRC和并聯諧振方式(PRC,但與前述準諧振變換器與多諧振變換器樣,這時輸出電壓的調節需要采用頻率調制的方式,因此當輸入電壓或負載在很大范圍內變化時,要求開關頻率有很大的變化范圍,這使得電路中的磁性元件以及濾波器的優化設計很難實現。為了在變壓器副邊得到占空比D可調的正負半周對稱的交流方波電壓,可以有多種控制方式,目前最常用的為兩種方式:一種為常規的脈寬調制(PWM控制方

17、式,某些文獻也稱為雙極性控制方式,是過去全橋邊換電路最基本的工作方式,在這種控制方式中,功率變換是通過中斷功率流和控制占空比實現的,工作頻率恒定,但是其控制和驅動的穩定性不強,開關頻率也受到限制,并不適用于感性負載。另一種為移相PS(phaseshiftPWM控制方式,是近年來在全橋變換電路拓撲中廣泛應用的一種軟開關控制方式。這種控制方式實際上是諧振變換技術與常規PWM變換技術的結合,它利用功率開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件,利用高頻變壓器漏感儲能對功率開關管兩端輸出電容的充放電使得開關管兩端的電壓下降為零,能夠有效地降低電路的開關損耗和開關噪聲,減少了器件開關過程的電磁干擾,

18、為變換器裝置提高開關頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時具有電路拓撲結構簡潔、控制方式簡單等特點。以上控制方式都能夠很方便地找到相應的集成電路控制芯片。1。3本文的主要工作l、詳細研究了基本的全橋移相ZVS PWM變換器的工作原理,重點分析并解決西南交通大學碩士研究生學位論文第4頁了四個方面的問題:如何擴大ZVS的負載范圍;減小變壓器原邊環流,降低系統通態損耗;減少次邊有效占空比丟失:消除輸出整流二極管的寄生振蕩。2、針對全橋移相ZVS PWM變換器特有的電路性能以及變換器的動態特性,再結合移相控制的特點建立了全橋移相ZVS PWM變換器電路的小信號模型。3、基于一個改進的全橋

19、移相變換器拓撲,實現了50V/10A通訊用開關電源的研制,采用UC3875構造了該電源的移相控制電路,并利用全橋移相ZVS PWM 變換器電路的小信號模型對其控制電路的反饋環節進行了優化設計。一一墮墮莖塑查堂墮:!型壅生蘭篁墮蘭笙!鑒第2章全橋ZVS PWM變換器的基本原理2.1簡介本章討論了四種全橋移相DC/DC變換器的ZVS(零電壓開關實現方式。指出了每一種方式的優點和缺點,并對每一種方式的關鍵特征作了對比: l、基本移相全橋PWM變換器,利用變壓器的漏感來實現ZVS。其主要缺點是滯后橋臂在輕載下將失去零電壓開關功能;原邊有較大環流,增加了系統的通態損耗。2、用飽和電感來替代線性電感,電感

20、僅僅存貯變換器為了實現ZVS所必需的能量。占空比丟失以及副邊整流器里的斌幅振蕩均得以抑制,變換器效率應而得以提高。3、利用功率變換器里的勵磁能量來替代漏感當中能量實現ZVS¨1。從而變壓器的漏感、占空比丟失可減少便可以忽略不計,整流器的寄生振蕩也大幅下降,而且ZVS的范圍還能擴展至空載條件下。4、借助于兩個飽和電抗器作為次邊的兩個輔助開關口3,則可以直接利用輸出濾波電感當中的能量來實現ZVS。2.2工作原理與常規的PWM變換器相比,全橋移相式ZVS PWM變換器具有很明顯的優勢,其主要特點是利用變壓器漏感及開關管結電容諧振,在不增加額外元器件的情況下,通過移相控制方式,使功率開關管實

21、現了零電壓導通與關斷,減小了開關損耗;保持了恒頻控制。其主要缺點是:滯后橋臂開關管在輕載下將失去零電壓開關功能;次邊存在較大的占空比丟失,輸出整流二極管為硬開關,開關損耗大。實現全橋移相PWM變換器超前橋臂的零電壓開關,利用的是感應到原邊的負載電流,因而很容易實現超前橋臂的ZVS。因此,本章的重點將放在如何實現滯后橋臂的Z、,S。為了討論的方便,先作如下定義:%:輸入電壓N:變壓器變比厶。:變壓器漏感上。:變壓器勵磁電感西南交通大學碩士研究生學位論文笫6負上.:諧振電感.三,n.飽和電感的未飽和電感值,:輸出濾波電感c:輸入電壓下的MOSFET的漏一源電容,n:額定負載電流,:實現ZVS所需的

22、臨界輸出電感電流D:占空比丟失r.:超前橋臂的死區延時f,:滯后橋臂的死區延時疋:開關周期2.2.1基本的全橋ZVS PWM變換器圖21所示為基本的全橋移相零電壓PWM(FBPS.ZVSPwM變換器的電路圖及其理論波形。sl和s3為超前橋臂開關,s2和s4為滯后橋臂開關,DI、D2、D3和D4為MOSFET開關的體二極管,k為變壓器漏感,三,是為確保在一定的最小負載范圍內能實現ZVS而接入的電感。如圖(b所示,S2、S4在t3時刻換流。在t3之前,D3和S2導通,維持感應到原邊的負載電流。在t3時刻,s2關斷,使得,k與S2和s4的輸出電容發生諧振。只要存貯在,上。當(a變換器主電路西南交通大

23、學碩士研究生學位論文第7頁I占空比丟失(b理想波形圖2.1基本全橋變換器中的能量足夠,s4的輸出電容將在ta時刻釋放完所有的電荷,迫使D。導通。從而S4可以被零電壓開通。在S2導通之前也有同樣的過程(這里略去。為確保開關實現ZVS,L,必須滿足下述等式旺1:圭心(針鞏=4。Co,V:(21這種電路拓撲利用變壓器漏感為原邊開關提供ZVS條件,不需要附加有源器件。而且,諧振電感三,的引入也降低了次邊整流器中的反向恢復電流峰值。變換器工作頻率也比傳統的PWM硬開關有大幅提高。然而,當S2關斷后,原邊電流幅值小于輸出電感電流的幅值,導致It3,t5時間段內,次邊兩個整流二極管D5,D6同時導通,從而將

24、副邊繞組短路。It3,t5時段便是副邊有效占空比的丟失。為了得到同樣的輸出電壓,必須降低變壓器的變比。這將增加原邊的開通損耗和副邊整流器件的電壓應力。另外,由于變壓器漏感和諧振電感當中貯能的增加,副邊整流器件的減幅振蕩將大大加強。這種減幅振蕩的阻尼同時加重了電路的功率損耗。2.2.2使用飽和電感來降低占空比丟失為了改進上述電路滯后橋臂開關管的換流情況,采用一個飽和電感作為諧振電感,這樣就可以在設計變壓器時大幅度削減其漏感”3,該電路拓撲圖和理想的波形圖示于圖2.2。理想的飽和電感在其電流大于零界值,。時,其電感值歸西南交通大學碩士研究生學位論文甭8負零。當t3時刻S2關斷以后,原邊電流很快便下

25、降到,。,飽和電感開始與S2和S4的輸出電容發生諧振。在理想情況下(即,。,=,。/N,當t4時刻S4的輸出電容被放電完畢時,原邊電流恰好過零點。從而S?？梢詫崿F零電壓開通。原邊電流繼續下降到t5時刻達到臨界值,。,。在t5時刻,由于變壓器漏感很小原邊電流幾乎在瞬間上升到感應至原邊的負載電流。S3和S4導通,從此開始另半個周期的工作。為了確保滯后橋臂開關實現ZVS,L,。應該滿足下式要求:;(Lro+k(肯I2z圭三,。藝,2;氣瑤(2.2(a變換器主電路I占空比丟失I減少的占空比丟失(b理想波形圖2.2使用飽和諧振電感的全橋變換器圖2.2還對采用線性電感和采用飽和電感兩種情況下的原邊電流作了

26、比較?？梢钥闯?采用飽和電感時,電路的占空比丟失有明顯減小。因此,采用飽和電感可以大大提高變換器效率,擴展變換器的ZVS范圍。然而,由于高頻下飽和電感在正的飽和磁通和負的飽和磁通之間高速切換,這樣原邊飽和磁芯的發熱將是一個嚴重的問題,直接影響到變換器的效率。一個有效的解決方法就是給兩個次級整流二極管各串聯一個飽和電感,并增加一個續流二極管。2.23利用變壓器勵磁電感實現額定負載范圍zvs(a變換器主電路4占空比丟失(b理想波形圖2.3使用勵磁電感的全橋變換器圖2.3所示為利用變壓器勵磁電感的變換器電路圖及其理想波形,采用兩個飽和電抗器作為輔助開關來利用勵磁電流。若沒有這兩個飽和電抗器,只有當原

27、邊勵磁電流大于感應到原邊的負載電流時,它才能對MOSFET的輸出電容進行充放咆。但是,若要把原邊勵磁電流提高到這種程度,它將大幅增加原邊的開通損耗。一旦有了這兩個飽和電抗器,在額定負載下,原邊電流不必大于感應到原邊的額定負載電流也能實現ZVS。由于這兩個勵磁開關之間有一個死區時問,從而必需加一個續流二極管。t3時刻以前,原邊電流通過S2和D3續流,負載電流則流過D5和S5。當s2在t3時刻關斷,基于變壓器原邊極小的漏感,原邊電流迅速下降。此時次邊流過D5和s5的電流也開始下降,從面續流二極管開始導通。當原邊電流下降到勵磁電流時,流過D5和S5的電流變為零,即s,關斷。因為s5和s6均關斷,所以

28、L。能夠與s2和s4的輸出電容發生諧振。在t4時刻s4上的壓降變為零,強迫D。導通。從而S?？梢詫崿F零電壓開通。在S2被開通以前也有同樣的過程。t4以后,由于變壓器原邊漏感k很小,因此原邊電流可以快速下降到感應至原邊的反向負載電流。從而占空比丟失也很少。飽和電感可采用鐵氧體磁芯,因而可由電路本身自動復位。該電路的主要優點在于它可以實現空載下的ZVS。而且,由于極小的變壓器漏感以及飽和電抗器的阻尼性質,次級的寄生振蕩也大幅下降。該電路潛在的缺點是由于我們有意增大的勵磁能量環流在原邊,導致了較大的導通損耗。2.2.4利用輸出電感的能量實現寬負載范圍zVS上面的方案介紹了利用儲存在勵磁電感當中的能量

29、來實現ZVS,除此之外,還可以利用存貯在輸出濾波電感當中的能量來實現ZVS。圖2.4就是這種電路拓撲及其工作波形圖。t3時刻以前,在原邊由S2和D3續流,次邊則是D5和S,導通,流過負載電流。在t3時刻,滯后橋臂的開關管S2關斷。由于S6的阻斷,輸出電感電流被迫流過D5和S5。該電流感應到變壓器原邊,對S2和s。的輸出電容進行充放電。在t3和t4之間的某一時刻,開關S4兩端的電壓降到零,迫使D4導通。從而s4可以實現零電壓開通。t4時刻以后,S6導通。由于k很小,所以負載電流從s5,D5支路到s6,D6支路的換流可以幾乎瞬間完成,同時強迫原邊電流立即下降到反向負載電流感應至原邊的反向電流值。t

30、5時刻, s;關斷,開始另一個半周的工作。西南突通大學碩士:fJf究生學位論文由于該拓撲里,s5和S6有一段重疊導通時間,因此不需要續流二極管。該電路的次級寄生振蕩可以忽略。因而也就不需要設置次級緩沖吸收電路。在t3,t4時段內,變壓器原邊繞組的電壓反向,導致次邊巧為負值。因此引起了占空比丟失,不過與基本FBZVSPWM變換器相比較而言,其總的占空比丟失仍然是很少的。另外,由于存貯在輸出濾波電感當中的能量足夠,因而滯后橋臂開關管的ZVS實現起來很容易,ZVS的范圍可以被擴展到很小的負載情形。s,喜”士半“I士4士=I一叫J L1J J J I J8b f J f 二:_rrrj一廣r1=_J

31、J J LLf f 4f l s。士。生牟1與l串2士半LL一_LLIL卜L_u i j g尋Lb一。幾。.i;%l與I立一。豐L一一1ff J J一40、H一一lLj (a變換器主電路(a理想波形圖2.4利用輸出濾波電感的全橋變換器2.3四種方法的特點比較上述討論的四種ZVS方式各自均有各自的優缺點。由于ZVS范圍,死區西南變通大學顫:L研究生學位論文第12貝時間,占空比丟失是設計全橋變換器時要重點考慮的幾個指標,本節將進一步洋細討論。另外,由于環流能量及次級寄生振蕩與電路性能密切相關,這里也將對此作進一步對比分析。為了分析方便,下面的分析假定所有四種拓撲采用相同的開關管、整流器件、輸出濾波

32、電容,以及相同的最大占空比。2.3.1死區時間為了實現原邊開關的ZVS,同一橋臂的兩個開關管的開通和關斷之間必需設置死區延時,如圖I所示的t J,t2時段和t3,“時段即為死區時間。這兩個死區時間降低了變換器可能具備的最大有效占空比。在上述已經介紹的四種ZVS方式里,超前橋臂的開關管導通之前,其輸出電容的能量均被線性釋放(通過感應到原邊的負載電流和勵磁電流,由于在上面的第一、二、四這三種方式里,勵磁電流可以忽略,因而這三種方式的死區延時可由公式(2.3”。確定:"!芻!生。!絲箜!監(2.3I I,+I。I。式中1e是輸出濾波電感的電流峰值,若輸出電感的電流濾波不是很大則,。近似等于

33、,:。對第三種方式而言,若要在整個負載范圍實現zVS,則,在空載下完全負責實現ZVS,因而第三種方式的死區時間由下式決定:f.:4NCosy,.(2.4滯后橋臂的死區時間則有所不同。對第一、=兩種方式而言,滯后橋臂的開關管輸出電容是以諧振的形式放電的。死區時間可以近似認為是諧振周期的!7.4r:=2店LrCoss cz.s,應用公式(1,(5可寫成f2=了479半(2.6兩南交通入學段士研究生掌值論文縶I,負對于第三種方式,由于其利用了勵磁電感.輸出電容幾乎是以恒定電流放電,因而滯后橋臂死區時問可由下式來估計:f,:4NCo,Y,<2.7f,=0Z.<j。,同樣,對于第四利,方式,

34、滯后橋臂死區時間可由下式決定:Z"2:掣(2.8=竺竺LZ.8j:,;雖然第三種方式的死區時間和ZVS范圍無關,但是由于考慮到原邊的導通損耗,。不可能太大.從而其死區時閥并不會太小。另9、-9方式的死區時間均與Izvs成反比。當要求ZVS范圍較大時,死區時間必將引起較大的占空比丟失,這一點是我們設計時必需要注意的問題。2.3.2占空比丟失FB.ZVSPWM變換器的副邊有效占空比相對原邊占空比而言有所減少.對于基本的全橋變換器,為了在較寬的負載范圍內實現ZVS,換流時間tl,2】和c3,t4】較長,另外,由于重載下需要較大的諧振電感(因為大負載將導致輸出電流下降,從而導致較長的復位時間

35、阮,t5】,這兩方面的原因使得基本全橋變換器的副邊有效占空比丟失尤為嚴重。假定輸出濾波電感電流的脈動可以忽略,而且Izvs遠比負載電流Io小,則占空比丟失可由下式表示:凹蘭蒜+三:!墜!匕生</23t,:+警*毛。,詛,l。:。對于采用飽和電感作為諧振電感的全橋變換器而言,由于飽和諧振電感在箕電流超過臨界值j。時.電感值會突降為零,所以重裁下的復位時間與輕載下的復位時間相同。假設t。=,。/N,則占空比丟失可由下式表示:衄蘭旒+務:篙芋+鬻*毒隴可見采用飽和諧振電感以后-變換器的占空比丟失僅僅與,。成反比,而西南交通大學碩上研究生學位論文笫14頁不是與。成反比,故這種變換器與基本全橋變換

36、器比較起來,其占空比丟失大大減少。對于第三種方式麗言,它是利用變壓器勵磁電感來實現ZVS,出于在這種方式下的變壓器漏感k很小,因而其復位時間所引起的占空比丟失就很少。因此在這種方式下占空比丟失主要是由滯后橋臂開關管的死區時間所引起的,并【_i_f下式表示:D蘭熹一8NCo,.V,.士(2.11T。2T。I。l。同樣,對第四種方式而言,由漏感所引起的占空比丟失可以忽略,占空比丟失主要是由滯后橋臂開關管的死區時間所引起的。然而。在滯后橋臂的一對開關管換流的過渡時間里,次級整流電壓p反向,從而引起附加的占空比丟失。在重載下(這是最不利的情況,這種方式的占空比丟失可由下式來估計:D蘭三三L:16NCo

37、,.V,.oc上(2.12L/2Tsl:.;I:v:可以看出,基本全橋變換器的占空比丟失與ZVS的范圍緊密相關,而第二種方式和第四方式的占空比丟失則與ZVS范圍的關系不大,這意昧著在較寬的ZVS范圍下,第二種方式和第四種方式可以擁有較高的變壓器變比以及較低的原邊導通損耗。另外,第三種方式的占空比丟失貝fj與ZVS的范圍無關,在,。足夠大的情況下,其占空比丟失將會很小。2.3.3ZVS范圍如前所述,在相同的ZVS范圍條件下,不同的全橋變換器將有不同的占空比丟失。在較寬的ZVS范圍條件下,基本全橋變換器的占空比丟失將會很大,并且導致較大的原邊導通損耗,因此,基本全橋變換器很難在較寬的ZVS范圍條件

38、下應用。相反,第二種和第四種方式變換器的占空比丟失要小很多。因此,這兩種全橋變換器的ZVS范圍可以得到擴展,且不帶來過大的原邊導通損耗。第三種方式變換器是唯一的可以在空載下實現ZVS的全橋變換器,為了把原邊的導通損耗將到最低,在設計變換器電路時,必須在占空比丟失和勵磁電流之間取得滿意的折中方寨。西南交通大學碩士研究生學位論文第J5頁2.3.4環流能量參考圖2.1所示波形,不難發現S3關斷以后,儲存在漏感和諧振電感中的能鴦將反饋回電源。由于這時的能量并不參與功率變換,因而被認為是環流能量。雖然環流能量有利于實現軟開關,但是它也增加了原邊的導通損耗。另外,如前述所論,在圖2.I當中的3,t5時段,

39、環流能量反饋回電源且引起占空比丟失。B(a線性電感(b飽和電感圈2.5儲存能量對于第一種方式的基本全橋變換器而言,其線性諧振電感存儲有足夠能量以供實現ZVS。如圖2.5(a所示,瓦,。表示實現ZVS所需的最小能量。因此基本變換器的環流能量可由下式來估計:廠,、2E蘭E。=E。n|爭l(2.13LJ跚/另外,理想飽和電感在飽和以后就不再存儲更多能量。如圖2.5(b所示。因此第二種方式變換器的環流能量如下:(2.14E。蘭Emm第三種方式當中的勵磁電感的能量被有意增強,這些能量僅僅流過變壓器原邊繞組,對功率變換毫無貢獻。因此第三種方式的全橋變換器的環流能量可由下式表示:1%蘭妄上。E>>

40、;E。f。(2.15第四種方式的全橋變換器在重載下,其滯后橋臂的開關管s4在其輸出電容快速諧振放電至零后,84并不立即開通,因此飽和電抗器S6在D4被迫開通西南交通入學碩士研究生學位論文第16貝后仍然呈阻斷狀態。從而導致輸出電感的能量繼續饋送回電源。故這種變換器的環流能量可由下示估計:%冬%專鏟警弘E3(1。-汜從上述幾個環流能量的公式可以看出,第二種方式的全橋變換器的環流能量最小。考慮到占空比的丟失,滯后橋臂的死區時間不可能太長,因此對于第三種方式的全橋變換器而言,其勵磁電流必須被適當提高,從而使得這種方式下的環流能量相對較大。盡管第四種方式的環流能量超過了實現ZVS所需要的能量,但若在較寬

41、的ZVS范圍條件下,其仍然比基本全橋變換器的環流能量小很多。2.3.5次級寄生振蕩在帶隔離變壓器的全橋變換器電路中,次級整流二極管的結電容將和變壓器漏感或與變壓器串聯的諧振電感發生諧振。這實質上是一個RLC串聯諧振。當該RLC電路的品質因數Q上升時,整流器件兩端的電壓尖峰也會隨之增加。在第種方式的基本全橋變換器電路里使用的是線性諧振電感,因此,其品質因數Q較大,基于此,必需設計一個緩沖器來吸收其次級振蕩,當然,這個緩沖器要耗費一定的能量,從而降低了基本全橋變換器的效率。如果RLC電路中電感為非線性電感,則寄生振蕩的最大能量就會被飽和電感鐵氧體磁芯的飽和水平所限制。因此,第二種方案的次級寄生振蕩

42、就會比第一種方案小得多。對于第三種方案和第四種方案,兩個飽和電抗器分別與兩個整流二極管串聯并被用作輔助開關。這些飽和電抗器并不存儲任何能量,諧振能量幾乎為零。而且,飽和電抗器在斷開時呈高阻狀態,因此整流器件的反向恢復電流被阻斷,因此,這兩種方案的變換器的次級振蕩幾乎被徹底消除。實際應用當中,大多采取這兩種方式,不過,有時會結合現實情況,再作出一些改進12.4本章小結本章從如何實現ZVS出發,分析了四種全橋ZVS.PWM變換器,它們互相聯系,但是每一種又有各自的優缺點。基本的全橋ZVS.PWM變換器的ZVS 范圍有限,另外三種全橋變換器通過減少占空比丟失和次邊寄生振蕩來提高各自的效率和擴展各自的

43、ZVS范圍。西南交通大學碩士研究生學位論文第17頁第3章移相控制PWM變換器的小信號分析3.1簡介根據移相控制PWM變換器特有的電路性能以及變換器的動態性能,并且考慮到變換器是利用變壓器漏感和電力場效應管的結電容的諧振來實現零電壓開關,結合移相控制的特點來建立電路的小信號模型。并對移相控制PWM變換器與Buck變換器的動態性能作了詳細的對比分析。近幾年來,移相控制PWM變換器由于其顯著的性能特征而獲得廣泛應用。零電壓開關可以大大提高開關頻率,從而提高變換器的效率和功率密度。該電路與傳統的PWM Buck變換器的拓撲有相似之處,但是它的小信號特性卻與PWM Buck變換器大不相同。這主要是由于變

44、壓器的原邊存在較大的漏感以及變換器所采取的移相式控制方式。建摸的主要依據有兩個方面,一是考慮到變換器的移相控制,二是考慮到變換器利用變壓器漏感和電力場效應管的結電容來實現零電壓開關。通過修改PWM Buck變換器的小信號模型哺1而得到一種新的移相控制PWM變換器的小信號模型,并將移相控制PWM變換器主電路的傳遞函數與相對應的PWMBuck 變換器的傳遞函數作了一個對比,從中可以看出它們有著顯著不同。3.2移相控制PWa變換器的工作過程(a電路圖西南交通人學碩卜研究生學位論文笫l8頁(b波形圖圖3.1移相控制全橋變換器為了實現零電壓開關,逆變橋的兩個橋臂采用移相控制。這種工作過程使各個電力場效應

45、管的輸出電容均能夠諧振放電,緊接著強迫電力場效應管的反并二極管優先導通。由于電路的工作過程已有詳細敘述“卯,這里僅強調與小信號模型建立密切相關的一部分工作過程即可。圖3.1是變換器拓撲,原邊電壓乃口,原邊電流,波形以及次邊電壓珞波形。在分析這些波形時,必須指出變壓器漏感厶并非是越小越好。實際上變換器能成功實現零電壓開關的負載范圍隨著漏感的增大而增大,然而。較大的漏感決定了當電壓施加于變壓器原邊時,原邊電流上升速率的下降(對應于圖中t2或t6時刻這種電流斜坡降低了變壓器次邊電壓的有效占空比見,并且嚴重影響到變換器的動態性能。次級電壓的占空比可用下式表示:(3.1Des=DAD其中D是由控制電路決

46、定的原邊電壓占空比,而AD則是基于原邊電流上升沿和下降沿時問所帶來的占空比丟失。仔細觀察圖3.1,可得AD的表達式如下:AD=等粵(3.2魚生Lm2西南交通犬學壩士研究生學位論文第19負或D=齋(2,一!專生(1一D等(3.3Yin生L zk2其中N為變壓器變比,N=N,/。,¨。和圪。分別是輸入電壓和輸出電壓,瓦為開關周期,。為輸出濾波電感電流,三為輸出濾波電感。3.3分析方法對移相控制PWM變換器進行小信號分析的一種基本方法就是所謂的狀態空間平均法。由于狀態空間平均法需要求解一個三階系統,該三階系統由對應于變換器六種工作模態的六組方程所組成,因而是一個非常煩瑣的工作。在這里采取的

47、分析方式主要借助于一個非常重要的概念,那就是移相控制PWM變換器本質上是由Buck變換器演變而來的。從對電路工作過程的描述【23】就可以看出,變壓器次邊電壓的有效占空比為以,=見,+以,它不僅依賴于原邊電壓的占空比d,而且還和輸出濾波電感電流i,漏感厶。,輸入電壓¨。以及開關頻率f有關,這可由公式(3看出。因此變換器的小信號傳遞函數也就與厶,疋,輸出濾波電感電流的波動t,輸入電壓的波動口。以及變壓器原邊電壓占空比的波動d有關。為了對移相控制PwM變換器的動態行為進行準確的模擬,有必要找出三。,Z,五,吆以及d對d盯的影響。若將這些影響與PWM Buck變換器(圖3.4的小信號電路模型

48、相結合,即可得到移相控制PWM變換器的小信號模型。3.4移相控制DC/DC變換器的特點分析3.4.1基于輸出濾波電感電流變化的占空比調節圖3.2說明了基于濾波電感電流變化的占空比調節的情況。當穩態工作(圖中實線所示由于濾波電感電流的增大而受到擾動時,設濾波電感電流增量為f,則原邊電流將如圖中虛線所示,從圖中可以看出原邊電流上升到濾波電感電流在變壓器原邊的感應電流值,需要較長于穩態工作時的時間,這將引起次邊電壓K有效占空比的下降。從圖3.2可以看出,基于t的次邊電壓的附加延時如下:,:2;,LJ.A_k(3.4%西南交通大學碩士研究生學位論文圖3.2基于濾波電感電流變化的占空比調節基于血的有效占

49、空比以,的變化記作t:童=一志=一半t(3sd3一i麗2一T23。或者童:一粵毛(3.6仃PIn其中髟=4”2k工,其中負號表示如果濾波電感電流有一個增量,那么次邊電壓有效占空比吃,將有所降低。這種效果等效于一個電流反饋,它將給系統帶來一個附加的阻尼,即使得變換器在低頻時有定輸出阻抗增加(電流負反饋會增加輸出阻抗。同時,應該注意到原邊電壓的占空比是恒定的。3.4.2基于輸入電壓變化的占空比調節圖3.3說明了基于輸入電壓變化的占空比調節情況,變換器穩態工作情況如圖實線所示,如果輸入電壓在某時刻有個增量i。,穩態工作將會受到干擾,原邊電流(如圖中虛線所示上升的斜率將有所增大,因此原邊電流將以更快的

50、速度達到輸出濾波電感電流在變壓器原邊的感應電流值。而這必然增加了次邊電壓坎的占空比。._.j彬.7./!譏.搬:薈7二。二:二。二。:。二i:鼢弋。J K由圖3.3t有效占空比d盯的變化,作為輸入電壓的增量;。的函數可被描述如下:虻”(21t-。iT,ELik一彘(37其中D=(1一D拈n(2IL-等鳴,蘸%s,在小信號的假設前提下,上式變為:(21L-。iTs可L“%(39基于,的有效占空比d酊的變化,記作0,:童=南=(丘一爭手半屯扭為了盡可能減小變換器原邊的環流所引起的導通損耗,D應當盡可能小吲。正因為如此,上式中含有D的項在連續導電模式下可以被忽略。這樣就可以得出如下的0。:或(3.1

51、1(3.12不過當變換器工作在接近斷續電流模式時,d。應選取(10式。3.5小信號模型將上述分析引入PWMBuck變換器的小信號平均電路模型,即將PWM Buck變換器小信號模型當中的d用d。,來替換,就可以得到移相控制PWM變換器的小信號模型。de=d+d,+d,(3.13移相控制PWM變換器的模型如圖3.3所示。其中d,和d。的作用是由兩個受控源來體現的。這是為了強調Z和d。源自電路本身(例如f。和v。的波動所引起而不受控制電路的影響。仔細研究公式(3.5和公式(3.10會發現Buck 變換器的小信號模型其實是移相控制PWM變換器小信號模型的特例。實際上令L,。=O,即可得矗.=d,=O,

52、移相控制PWM變換器模即蛻變為Buck變換器的模型。移相式PWM變換器主電路的傳遞函數可由其小信號模型并結合公式(3.6和公式(3.10導出。為清晰起見,下面的推導使用式(3.12來代表d。3.6主電路的小信號特征分析圖3.4Buck變換器的小信號模型t一.%工。t丁。垃K 暢萬警等=.吼西南變通大學壩:l一研究生學位論文圖3.5PS-PWM變換器的小信號模型這里給出的主電路的傳遞函數易于進行Matlab仿真。所有這些傳遞函數都分別與對應的PWM Buck變換器的傳遞函數進行對比分析。對Buck變換器除了取。=O外,其他參數均與PS.PWM變換器相同。針對圖3.5,為了清晰起見,引入了下述有關

53、定義:輸出濾波器傳遞函數為:風5歹12燾R(3.14輸出濾波器的輸入阻抗為:z,;生(3.15。l+sRC輸出濾波器的輸出阻抗為:Zn2茜316仿真所用電路參數值如下(這些參數的詳細計算見第四章的參數設計:輸入電壓¨。=280V輸出電壓圪。=50V變壓器變比K=3變壓器漏感厶=52uH開關頻率正=100KHz輸出濾波電感L,=88uH輸出濾波電容C,=470uF西南交通大學碩士研究生學位論文第24頁負載電阻R=70Q3.6.1(i0對輸出吃G的傳遞函數疊0對吃G的傳遞函數如下:G,。去囑疽亂一i.、.(a幅頻特性、(3.17(b相頻特性圖3.60G對吃G的傳遞函數圖3.6為PWM B

54、uck變換器的傳遞函數特性曲線(虛線所示和PS-PWM 變換器的傳遞函數特性曲線(實線所示的對比,這兩條曲線在直流增益和諧振峰值之間的差異是顯而易見的。3.6.2ci“對濾波電感電流的傳遞函數d0對濾波電感電流的傳遞函數如下:”vG.J=毒二竺_(3.18擴瓦u西南交通大學碩士研究生學位論文陋值 n-kP5PM1、一,-,廠,二:.一90相60位31300巴.3060.9口(a幅頻特性J一J,/入、(b相頻特性圖3.70G對濾波電感電流的傳遞函數圖3.7所示為00對濾波電感電流的傳遞函數的曲線,其中虛線對應于PWM Buck變換器,而實線則對應于移相控制PWM變換器。可以看出,60的情況同G。

55、情況基本相似。3.6.3輸出阻抗移相控制PWM變換器主電路的輸出阻抗為:/42Zo=乙+青(3.19Z,如圖3.8中的虛線為PWM Buck變換器的輸出阻抗曲線,實線為移相控制PWM變換器的輸出阻抗曲線。由公式(3可知PSPWM變換器的占空比丟失是輸出電流的函數,也就是變換器的直流輸出電壓是直流負載電流的函數。明西南交通大學碩士研究生學位論文確這一點,也就不難明白PSPWM變換器輸出阻抗在低頻段并不降低的原因。幅值A ¨一一,rj./弋、9060相30位0-30巴60.90(a幅頻特性.、i、刊(b相頻特性圖3.8輸出阻抗曲線3.6.4輸入阻抗PS.PWM變換器的主電路的輸入阻抗為z

56、。:j嘗(3.20“一硐u圖3.9虛線所示為PwM Buck變換器的輸入阻抗曲線,實線所示為PS-PWM變換器的輸入阻抗曲線。可見,基于輸入電壓的波動所引起的變換器占空比的變化僅在高頻段才對輸入阻抗有影響。兩南交通大學碩士研究生學位論文第27頁60蝠50值40盆30曼201090相60位30導0巴.3060.90、./t一/、./(a幅頻特性,/(b相頻特性圖3。9輸入阻抗曲線3.7本章小結本章建立了一個新的全橋移相ZVS PWM變換器的小信號模型,揭示變換器的動態性能,并且為全橋移相ZVS PWM變換器的控制電路的優化設計提供了理論指導。西南交通大學碩十研究生學位論文第4章50V/10A移相控制通訊用開關電源的研制4.1概述最近幾年,隨著我國通訊事業的迅猛發展,極大地促進了國內的通訊用開關電源的市場?，F代通訊設備的高度集成化的同時也標志著通訊電源的集成化、小型化。傳統的可控硅通訊電源由于其體積大、太笨重、動態性能差、效率低,越來越不能適應現代通訊設備對電源的要求。適應時代的需求,高頻開關電源應運而生。在高頻開關電源領域,功率開關管的開關損耗是最需要關注的一個問題,因為這直接關系到電源的效率和可靠性。硬