1、鄭州輕工業學院課程設計說明書 題目： 閉環無環流調速系統設計 姓 名： 李小朋 院 （系）： 電氣信息工程學院 專業班級： 自動化13-01班 學 號： 541301010124 指導教師： 陳志武、刁智華 成 績： 時間：2016 年 12 月 20 日至 2017 年1 月13 日目 錄1 緒論1 1.1電力拖動簡介1 1.2直流調速系統1 1.3無環流調速系統簡介22 系統總體參數33 無環流可逆調速系統設計3 3.1系統組成3 3.2系統主電路設計13 3.3觸發電路16 3.4電流調節器設計18 3.5轉速調節器設計194 仿真結果截屏顯示225 總結236 參考文獻24閉環無環流調

2、速系統設計1 緒論1.1電力拖動簡介隨著科學技術的發展，人力勞動被大多數生產機械所代替。電力拖動及其自動化得到不斷的發展。隨著生產的發展，生產工藝對電力拖動系統的要求越來越高，尤其在其準確性、快速性、經濟性、先進性等方面的要求，與日俱增。因此，需要不斷地改進和完善電氣控制設備，使電力拖動自動化可以跟得上技術要求。電力拖動系統由電動機及其供電電源、傳動機構、執行機構、電氣控制裝置等四部分組成。電動機及其供電電源是把電能轉換成機械能；傳動機構的作用是把機械能進行傳遞與分配；執行機構是使機械能完成所需的轉變；電氣控制裝置是控制系統按著生產工藝的要求來動作，并對系統起保護作用。隨著生產的要求不斷提高，

3、技術不斷更新，拖動系統也隨之更新。同時，新型電機、大功率半導體器件、大規模集成電路、電子計算機及現代控制理論發展的發展使電力拖動自動化發生了巨大的變革。1.2直流調速系統直流電機由于其良好的起、制動性能和調速性能，在電力拖動調速系統中占有主導地位，雖然近年來交流電動機的調速控制技術發展很快，但是交流電動機傳動控制的基礎仍是直流電動機的傳動技術。直流電動機具有良好的起、制動性能，宜于在大范圍內平滑調速，在許多需要調速或快速正反向的電力拖動系統領域中得到了廣泛的應用。直流電機容易實現各種控制系統，也容易實現對控制目標的“最佳化”直流拖動控制系統在理論上和實踐上都比較成熟，而且從控制的角度看，它又是

4、交流拖動控制系統的基礎。因此，掌握直流拖動控制系統可以更好的研究交流拖動系統。從生產機械要求控制的物理量來看，電力拖動控制系統有調速系統、位置隨動系統、張力控制系統、多電機同步控制系統等多種類型，各種系統往往都是通過控制轉速來實現的，因此調速系統是最基本的電力拖動控制系統。1.3無環流調速系統簡介無環流控制的可逆調速系統主電路由兩組反并聯的晶閘管組成，當一組晶閘管工作時，用邏輯電路或邏輯算法去封鎖另一組晶閘管的觸發脈沖，使它完全處于阻斷狀態，以確保兩組晶閘管不同時工作，從根本上切斷了環流的通路，這就是邏輯控制的無環流可逆系統。有環流可逆系統雖然具有反向快、過渡平滑等優點，但設置幾個環流電抗器終

5、究是個累贅。因此，當工藝過程對系統過度特性的平滑性要求不高時，特別是對于大容量的系統，常采用既沒有直流平均環流又沒有瞬時脈動環流的無環流可逆系統。無環流可逆調速系統可按實現無環流原理的不同而分為兩大類：邏輯無環流系統和錯位控制無環流系統。而錯位無環流系統在目前的生產中應用很少，邏輯無環流系統目前生產中應用最為廣泛的可逆系統，組成邏輯無環流可逆系統的思路是：任何時候只觸發一組整流橋，另一組整流橋封鎖，完全杜絕了產生環流的可能。至于選擇哪一組工作，就看電動機組需要的轉矩方向。若需正向電動，應觸發正組橋；若需反向電動，就應觸發反組橋，可見，觸發的選擇應決定于電動機轉矩的極性，在恒磁通下，就決定于信號

6、。同時還要考慮什么時候封鎖原來工作橋的問題，這要看工作橋又沒有電流存在，有電流時不應封鎖，否則，開放另一組橋時容易造成二橋短路。可見，只要用信號極性和電流“有”、“無”信號可以判定應封鎖哪一組橋，開放哪一組橋。基于這種邏輯判斷電路的“指揮”下工作的可逆系統稱邏輯無環流可逆系統。2 系統總體參數直流調速系統的基本數據如下:晶閘管三相橋式全控整流電路供電的雙閉環直流調速系統,直流電動機:220V,136A,1460r/min,電樞電阻Ra=0.2,允許過載倍數=1.5;電樞回路總電阻:R=0.5,電樞回路總電感:L= 15mH,電動機軸上的總飛輪力矩:GD2= 22.5N·m2,晶閘管裝

7、置:放大系數Ks=40,電流反饋系數:=0.05V/A,轉速反饋系數:=0.007Vmin/r,濾波時間常數:Toi=0.002s ,Ton=0.01s3 無環流可逆調速系統設計3.1系統組成主電路采用兩組晶閘管裝置反并聯線路；由于沒有環流，不用設置環流電抗器；仍保留平波電抗器 Ld ，以保證穩定運行時電流波形連續；控制系統采用典型的轉速、電流雙閉環方案；電流環為內環，轉速環為外環。為了實現轉速和電流兩種負反饋分別起作用，可在系統中設置兩個調節器，分別調節轉速和電流，即分別引入轉速負反饋和電流負反饋。1、電流環分設兩個電流調節器，1ACR用來控制正組觸發裝置GTF，2ACR控制反組觸發裝置GT

8、R。 2、速度環把轉速調節器的輸出當作電流調節器的輸入，再用電流調節器的輸出去控制電力電子變換器。 3、為了保證不出現環流，設置了無環邏輯控制環節DLC，這是系統中的關鍵環節。它按照系統的工作狀態，指揮系統進行正、反組的自動切換。 ASRDLC-1TAVRVFGTR2ACRMTGGTF1ACRU snU fn-U siUcfU c1Uc2UcrUsiUfiUsiUiLdA-+3.1.1邏輯無環流調速系統的原理圖圖3-1邏輯無環流調速系統原理圖（ TG：永磁式直流測速發電機；DLC：邏輯控制器；TA：三相電流傳感器；ASR：轉速調節器 ；Ld：平波電抗器；ACR：電流調節器； TR：聯接的三相整

9、流變壓器；U：三相整流橋；GTR、GTF為正反組晶閘管觸發電路； A:反相器）3.1.2邏輯無環流系統組成及其工作原理在無環流控制系統中，反并聯的兩組整流橋需要根據所要求的電樞電流極性來選擇其中一組整流橋運行，而另一組整流橋觸發脈沖是被封鎖的。兩組整流橋的切換是在電動機轉矩極性需要反向時由邏輯裝置控制進行的。其切換順序可歸納如下：由于轉速給定變化或負載變動，使電動機應產生的轉矩極性反向。由轉速調節器輸出反映這一轉矩的極性，并由邏輯裝置對該極性進行判斷，然后發出切換開始的指令。使導通側的整流橋（例如正組橋）的電流迅速減小到零。由零電流檢測器得到零電流信號后，經延時，確認電流實際值為零，封鎖原導通

10、側整流橋的觸發脈沖。由零電流檢測器得到零電流信號后，經延時，確保原導通側整流橋晶閘管完全阻斷后，開放待工作側整流橋（例如反組橋）的觸發脈沖。電樞內流過與切換前反方向的電流，完成切換過程。根據邏輯裝置要完成的任務，它由電平檢測、邏輯判斷、延時電路和聯鎖保護電路四個基本環節組成，邏輯裝置的功能和輸入輸出信號如圖3-2所示。圖3-2 無環流邏輯控制環節DLC其輸入為電流給定或轉矩極性鑒別信號和零電流檢測信號，輸出是控制正組晶閘管觸發脈沖封鎖信號和反組晶閘管觸發脈沖封鎖信號邏輯控制無環流可逆調速系統中，采用了兩個電流調節器和兩套觸發裝置分別控制正、反組晶閘管。實際上任何時刻都只有一組晶閘管在工作，另一

11、組由于脈沖被封鎖而處于阻斷狀態，這時它的電流調節器和觸發裝置都是等待狀態。采用模擬控制時，可以利用電子模擬開關選擇一套電流調節器和觸發裝置工作，另一套裝置就可以節省下來了。3.1.3無環流邏輯裝置的設計 邏輯控制器模塊DLC是根據控制器的輸入來判斷輸出的邏輯狀態。邏輯控制器有兩個輸入輸出，兩個輸出信號Ublr和Ublf分別通過觸發器來控制是否產生還是封鎖觸發脈沖，輸出信號Ublf和Ublr的狀態必須始終保持相反，以保證兩組整流器不會同時處于工作狀態。由于電動機的制動和改變轉向都需要改變電動機的轉矩方向，即電樞電流的方向，在系統控制中電流的方向是由轉速調節器輸出Ui*的極性來決定的，也就是說Ui

12、*的符號改變是邏輯控制器切換的條件之一。從a=配合控制的分析中已經知道，可逆系統的快速制動或反轉過程要經歷本橋逆變，反饋制動和回饋制動三個階段。在本橋逆變階段電動機電流下降至零，然后才經歷反接制動階段建立反向電流，如果在本橋逆變階段尚未結束時就關斷該整流器，就可能產生逆變失敗現象，并損壞整流器，所以在轉速調節器的輸出Ui*改變極性后，還必須等待電動機原方向電流減小到零后，Ui=0，才能關斷原來工作的整流器，而開通原封鎖的另一組整流器，因此電樞電流下降為零Ui=0是邏輯切換的條件之二。只有在Ui*改變極性和Ui=0兩個條件滿足后，邏輯控制器的輸出狀態才能改變。但是邏輯控制器的輸入端分別聯接轉速調

13、節器的輸出Ui*和電流的反饋信號Ui。因電流反饋取自電動機的電樞電流，因此電流信號可以有正向，反向和零三種工作狀態，而邏輯控制器僅需要判斷電樞電流的有無，因此需增加絕對值計算環節。控制器輸出的整流器切換信號Ublf和Ublr，則分別通過觸發模塊控制是否輸出移相觸發脈沖，而此觸發模塊的block端的要求是邏輯控制器輸出的信號為“0”時，則該觸發器允許輸出脈沖，如果邏輯控制器輸出的信號為“1”，則該觸發器沒有脈沖輸出。電平檢測器邏輯裝置的輸入有兩個：一是反映轉矩極性信號的轉速調節器輸出，二是來自電流檢測裝置反映零電流信號的，他們都是連續變化的模擬量，而邏輯運算電路需要高、低電位兩個狀態的數字量。電

14、平檢測器的任務就是將模擬量轉換成數字量，也就是轉換成“0”狀態（將輸入轉換成近似為輸出）或“1”狀態（將輸入轉換成近似為輸出）。采用射極偶合觸發器作電平檢測器。為了提高信號轉換的靈敏度，前面還加了一級差動放大和一級射極跟隨器。其原理圖見圖3-3。圖3-3 電平檢測器原理圖電平檢測器的輸入輸出特性如圖3-4所示，具有回環特性。由于轉速調節器的輸出和電流檢測裝置輸出都具有交流分量，除入口有濾波外，電平檢測需要具有一定寬度的回環特性，以防止由于交流分量使邏輯裝置誤動作，本系統電平檢測回環特性的動作電壓，釋放電壓。調整回環的寬度可通過改變射極偶合觸發器的集電極電阻實現。圖3-4 平檢測器輸入輸出特性轉

15、矩極性鑒別器的輸入信號為轉速調節器的輸出，其輸出為。電機正轉時為負，為低電位（“0”態），反轉時為正，為高電位（“1”態）。零電流檢測器的輸入信號為電流檢測裝置的零電流信號，其輸出為。有電流時為正，為高電位（“1”態），無電流時為0，為低電位（“0”態）。邏輯運算電路的輸入是轉速極性鑒別器的輸出和零電流檢測器輸出。系統在各種運行狀態時，和有不同的極性狀態（“0”態或“1”態），根據運行狀態的要求經過邏輯運算電路切換其輸出去封鎖脈沖信號的狀態（“0”態或“1”態），由于采用的是鍺管觸發器，當封鎖信號為正電位（“1”態）時脈沖被封鎖，低電位（“0”態）時脈沖開放。利用邏輯代數的數學工具，可以設計出

16、具有一定功能的邏輯運算電路。設正轉時為負，為“0”；反轉時為正，為“1”；有電流時為正，為“1”；無電流時為負，為“0”。代表正組脈沖封鎖信號，為“1”時脈沖封鎖，為“0”時脈沖開放。代表反組脈沖封鎖信號，為“1”時脈沖封鎖，為“0”時脈沖開放。、表示“1”，、表示“0”。按系統運行狀態，可列出各量要求的狀態，如表4-1所示，并根據封鎖條件列出邏輯代數式。表3-1 邏輯判斷電路各量要求的狀態運 行 狀 態 正向起動，I=00001正向運行，I有0101正向制動，I有1101正向制動，I=01010反向起動，I=01010反向運行，I有1110反向制動，I有0110反向制動，I00001根據正組

17、封鎖條件： （3-1）根據反組封鎖條件： （3-2）邏輯運算電路采用分立元件，用或非門電路較簡單，故將上述（3-1）式和（3-2）式最小化，最后化成或非門的形式。 （3-3） （3-4）根據（3-3）、（3-4）式可畫得邏輯運算電路，如圖3-5所示，它由四個或非門電路組成。依靠它來保證兩組整流橋的互鎖，并自動實現零電流時相互切換。圖3-5 邏輯運算電路 現舉例說明其切換過程，例如，整流裝置原來正組工作，這時邏輯電路各點狀態如圖3-5中“1”、“0”所示。現在要求整流裝置從正組切換到反組，首先是轉矩極性信號改變極性，由“0”變到“1”，在正組電流未衰減到0以前，邏輯電路的輸出仍維持原狀（為“0”

18、，正組開放。為“1”，反組封鎖）。只有當正組電流衰減到零，零電流檢測器的狀態改變后，邏輯電路輸出才改變狀態，實現零電流切換，這是邏輯電路各點狀態如圖3-4所示。或非門電路如圖3-6所示。圖3-6 或非門電路采用鍺二極管2AP13和硅開關三極管3DK4C是為了減小正向管壓降。延時電路 前面的邏輯運算電路保證零電流切換，但僅僅采用零電流切換是不夠的。因為零電流檢測裝置的靈敏度總是有限的，零電流檢測裝置變成“0”態的瞬間，不一定原來開放組的晶閘管已經斷流。因此必須在切換過程中設置兩段延時即封鎖延時和開放延時，避免由于正反組整流裝置同時導通而造成短路。根據這個要求，邏輯裝置在邏輯電路后面接有延時電路圖

19、3-7 延時電路延時電路如圖3-7所示，其工作原理如下：當延時電路輸入為“0”時，輸出亦為“0”態（截止、導通），相應的整流橋脈沖開放。當輸入由“0”變為“1”時，電容C經充電，經一定延時后，導通，截止，即輸出由“0”延時變“1”。相應的整流橋脈沖延時封鎖。其延時時間由決定，這里整定為。當輸入出“1”變“0”時，電容C的電荷要經過和基射極回路放電，經一定延時后，截止，導通，即輸出由“1”延時變“0”。相應的整流橋脈沖延時開放。其延時時間由參數決定，這里整定為，這樣就滿足了“延時封鎖”、“延時開放”的要求。 邏輯保護 邏輯電路正常工作時，兩個輸出端總是一個高電位，一個低電位，確保任何時候兩組整流

20、一組導通，另一組則封鎖。但是當邏輯電路本身發生故障，一旦兩個輸出端均出現低電位時，兩組整流裝置就會同時導通而造成短路事故。為了避免這種事故，設計有邏輯保護環節，如圖3-8所示。圖3-8 邏輯保護裝置結構圖邏輯保護環節截取了邏輯運算電路經延時電路后的兩個輸入信號作為一個或非門的輸入信號。當正常工作時，兩個輸入信號總是一個是高電位，另一個是低電位。或非門輸出總是低電位，它不影響脈沖封鎖信號的正常輸出，但一旦兩個輸入信號均為低電位時，它輸出一個高電位，同時加到兩個觸發器上，將正反兩組整流裝置的觸發脈沖全部封鎖了，使系統停止工作，起到可靠的保護作用。由電平檢測、邏輯運算電路、延時電路、邏輯保護四部分就

21、構成了無環流邏輯裝置。其結構如圖3-9所示。圖3-9 無環流邏輯裝置結構圖表3.2 邏輯控制器真值UTUIUblfUblr1110101000100101000110013.2系統主電路設計3.2.1主電路原理及說明邏輯無環流可逆直流調速系統的主電路，兩組橋在任何時刻只有一組投入工作（另一組關斷），所以在兩組橋之間就不會存在環流。但當兩組橋之間需要切換時，不能簡單的把原來工作著的一組橋的觸發脈沖立即封鎖，而同時把原來封鎖著的一組橋立即開通，因為已經導通的晶閘管并不能在觸發脈沖取消的一瞬間立即被關斷，必須待晶閘管承受反壓時才能關斷。如果對兩組橋的觸發脈沖的封鎖和開放同時進行，原先導通的那組橋不能

22、立即關斷，而原先封鎖著的那組橋已經開通，出現兩組橋同時導通的情況，因沒有環流電抗器，將會產生很大的短路電流，把晶閘管燒毀。為此首先應是已導通的的晶閘管斷流，要妥當處理主回路中的電感儲存的一部分能量回饋給電網，其余部分消耗在電機上，直到儲存的能量釋放完，主回路電流變為零，使原晶閘管恢復阻斷能力，隨后再開通原來封鎖著的那組橋的晶閘管，使其觸發導通。3.2.2主電路參數設計1、整流變壓器的計算三向橋式整流電路變壓器副邊相電壓與最大整流直流電壓的關系是： （3.1）在可逆系統中由于有最小逆變角限制的問題，因此 （3.2）應該等于電動機額定電壓加上過載電流所產生的附加壓降再加上晶閘管的管壓降，另外考慮整

23、流電源內阻壓降及電網電壓波動，通常還需要再增加，因此 （3.3） （3.4）根據整流負載的要求，所需要的變壓器：副邊線電壓 （3.5）副邊電流 （3.6）原邊電流 （3.7）副邊功率 （3.8）考慮到工作負荷不會過重，并且變壓器也容許一定過載，所以選取一臺額定功率為，的變壓器 2、晶閘管的選擇晶閘管參數計算：對于三相橋式整流電路，晶閘管電流的有效值為： （3.10）則晶閘管的額定電流為： （3.11）取1.52倍的安全裕量，由于電流連續，因此晶閘管最大正反向峰值電壓均為變壓器二次線電壓峰值，即： （3.12）取23倍的安全裕量，故可選的可控硅整流元件3.3觸發電路3.3.1系統對觸發器的要求1

24、、為保證較寬的調速范圍和可逆運行，要求觸發脈沖能夠在180°范圍內移向。2、對于三相全控橋式整流電路，為了保證可控硅可靠換流，要求觸發脈沖寬度大于60°，或者用雙窄脈沖。3、為了使可控硅可靠導通，要求脈沖的電壓和電流必需大于相應可控硅的控制極觸發電壓和觸發電流。對200A可控硅一般要求觸發電壓為4V左右，觸發電流為200mA左右。為減小可控硅元件的導通時間提高元件承受電流上升率的能力要求脈沖前沿陡，上升時間在10us以內，采用強觸發。4、 對可逆系統，為了防止逆變顛覆和提高工作的可靠性，觸發脈沖需要有和限制。3.3.2觸發電路及其特點 根據對觸發器的上述要求，選用同步信號為

25、正弦波的晶體管觸發電路。原理線路見圖3-10，這種線路的優點是線路簡單，調整容易。理論上移相范圍可達180°，實際上由于正弦波頂部平坦移相范圍只能有150°左右。移相的線性度就觸發器本身來說較差，如把觸發器和可控硅看成一個整體則由于相互補償關系，它的線性度則較好，即控制電壓與可控硅整流電壓的控制特性是接近線性的，由于作同步信號的正弦波電壓隨電源電壓的波動而波動，當不變時，控制角也隨電源電壓的波動圖3-10 同步信號為正弦波的觸發電路原理圖而波動，而可控硅整流電壓，隨電源電壓增高而增高，而則隨電源電壓的增高而減小，故可維持近于不變。但當電源電壓降得太低時，同步電壓和控制電壓可

26、能沒有交點，觸發器不能產生觸發脈沖，致使可控硅工作混亂，造成事故，所以這種觸發器不宜用于電網電壓波動很大的場合，此外，正弦波觸發器容易受電源電壓波形畸變的影響，因此同步電壓輸入信號必須加RC濾波器，移相角度一般要大于30°。觸發器采用內雙窄脈沖（由與門電路實現），可以減小脈沖變壓器體積。為保證可控硅可靠的觸發，脈沖寬度為20°，脈沖幅值為200mA，為了提高可控硅承受的能力，脈沖帶有強觸發，強觸發脈沖的幅值為400600mA。3.4電流調節器設計3.4.1調節器基本思路1、 先選擇調節器的結構，以確保系統穩定，同時滿足所需要的穩態精度。2、在選擇調節器的參數，以滿足動態性能

27、指標的要求。將控制對象校正成為典型系統。系統設計的一般原則：“先內環后外系統校正控制對象 調節器 典型系統 輸入輸出輸入輸出環”如下圖所示： 圖3-12 調節器設計的基本思路整流裝置滯后時間常數Ts為三相橋式電路平均失控時間Ts = 0.0017s。三相橋式電路每個波頭的時間是3.33ms，為了基本濾平波頭應有（12）Toi = 3.33s。則電流濾波時間常數Toi=0.002s按小時間常數近似處理：電流小時間常數。根據設計要求，并保證穩態電流無差，可按典型型系統設計電流調節器。電流環控制對象是雙慣性型的，因此可用PI型電流調節器，其傳遞函數為：，電流調節器超前時間取電流反饋系數：電流環開環增

28、益：取，因此，于是，ACR的比例系數為：3.4.2計算調節器電阻和電容按所用運算放大器取，各電阻和電容值為：，取，取，取3.5轉速調節器設計圖3-13PI型轉速調節器電流環經簡化后可視作轉速環的一個環節，為此其閉環傳遞函數為： 忽略高次項，可降階近似為： 接入轉速環內，電流環等效環節的輸入量應為，因此電流環在轉速環中應等效為：3.5.1確定轉速調節器的時間常數轉速環等效時間常數：轉速濾波時間常數：轉速環小時間常數：按小時間常數近似處理，取電壓反饋系數：按設計要求，選用PI調節器，其傳遞函數為：按跟隨和抗擾性能都較好的原則，取h=5，則ASR的超前時間常數為：轉速開環增益為：于是，ASR的比例系數為：3.5.2計算調節器的電阻和電容值按所用運算放大器取，則，取66k，取，取按退飽和超調量的計算方法計算調速系統空載啟動到額定轉速時的轉速超調量：4 仿真結果截屏顯示轉速電流圖：勵磁電流：電磁轉矩圖：5 總結