2.5 具有隔離功能的自激式開關電源前述不隔離的開關電源在使用中形成用電設備與供電電源電路共地，經過輸入整流供電設備的“地”帶有市電，紿用戶及維護造成潛在危險。同時，由于對CMOS集成電路和數字處理集成電路的應用日益廣泛，倘若采用此類過壓敏感的器件，是不能與市電采用同一參考點的。即使是普通設備，隨著功能的擴展，具有多種規格的音視頻或數字信號接口，信號地與市電也必須隔離。通常人們所說的并聯型開關電源，指開關管和負載電路是并聯的，目前多用于升壓型不隔離開關電源中。此處所稱I/O隔離的開關電源，也稱為脈沖變壓器耦合的開關電源。輸入電源通過開關管控制脈沖變壓器初級線圈的能量存儲，能量釋放則通過脈沖變壓器次級進行。改變脈沖變壓器的匝數比，可以得到各種不同的脈沖電壓，整流濾波后，以直流向負載提供電壓。很明顯，開關電源的輸入和輸出端是通過脈沖變壓器的磁耦合傳遞能量的，脈沖變壓器繞組之間的絕緣，使初級側與次級側完全隔離，絕緣電阻和抗電強度均可達到很高。目前所有從市電供電的設備，幾乎全部采用此類開關電源，取代了多年來使用的工頻變壓器和耗能型穩壓器。脈沖變壓器耦合的開關電源按其激勵方式分為自激式和它激式。自激式脈沖變壓器耦合的開關電源是以開關管為主組成脈沖變換器，將直流電變成脈沖波，通過脈沖變壓器耦合送往負載電路；它激式則以開關管作為獨立開關，與脈沖變壓器儲能繞組串聯接入供電電路，開關管則受獨立的脈沖驅動器輸出的調寬脈沖控制。脈沖變壓器耦合的開關電源按其向負載提供能量的方式，可分為正激式和反激式。正激式脈沖變壓器耦合的開關電源是在開關管導通時，向負載提供能量；反激式則為電磁電轉換方式，通過脈沖變壓器的能量存儲，在開關管截止期間向負載提供能量。2.5.1 自激式隔離開關電源的基本電路自激式隔離開關電源的原理電路見圖2-10，其主要功能部分包括：開關管VT和TC組成的自激振蕩電路，脈沖寬度調制的控制系統，取樣系統，次級的脈沖整流濾波電路等。自激式隔離開關電源的基本電路如圖2-11所示。由開關管VT304和脈沖變壓器TC301構成的間歇振蕩器組成變換器電路。將C308兩端輸入的直流電變換成矩形波，加在TC301的初級。接通電源后，輸入電壓通過R302給VT304基極施加不足1 mA的啟動偏置，VT304集電極電流由零開始上升。集電極電流的增長，使T301正反饋繞組端產生上升的感應脈沖，加到VT304基極，形成正反饋, 使VT304導通電流進一步增大。在此過程中， C313充電，隨著充電電流逐漸減小，IB隨之減小，VT304進入IBIC的相對飽和狀態，迫使集電極電流回落，造成TC301正反饋繞組端形成脈沖反向，VT304因正反饋作用迅速截止。在此期間，C313通過V308快速放電，以準備進入下一個振蕩周期。在振蕩過程中，R314不僅限制C313在正反饋脈沖前沿的充電電流，同時還和C313共同設定振蕩電路的基本脈沖寬度。圖2-10 自激式隔離開關電源原理電路圖2-11 自激式隔離開關電源的基本電路在振蕩過程中，當VT304集電極電流減小，趨向快速截止時，TC301的正反饋繞組端為負向脈沖，端為正向脈沖, 通過二極管V307向C314充電，其極性為左正右負。該反偏電壓通過VT303的C-E極施加于VT304的B-E極上。當VT304下一個導通周期開始時，通過改變VT303的集電極電流，可控制 VT304的截止時間。如果VT303集電極電流較大，C314放電電流也較大，則該放電電流形成VT304的反向偏置，使VT304提前截止。所以，C314和VT303構成對VT304導通脈沖寬度的控制。在上述振蕩過程中，當VT304截止時，TC301的感應脈沖和供電電壓串聯加在VT304集電極，輸入電壓為300 V直流時，其幅度約為520 V。根據圖示TC301各繞組相位關系可以看出，TC301初級繞組端和次級繞組端同相位，即VT304截止時，V320導通，將次級繞組-的感應脈沖整流，向負載供電。因此可以確認此變換器部分屬反激式電路。在圖2-11中，C313充電時間設定了VT304導通的最大脈沖寬度。實際在開關電源中，所謂開關管的飽和并非指手冊上規定的其最大集電極飽和電流，而是電容充電時間臨近結束時，使加到開關管基極正反饋電流減小，開關管達到IBIC的狀態。也就是說，這種飽和是IB值所限制下的飽和，使開關管IC減小，通過正反饋轉入截止狀態。在該電路中，C313、 R314的值限制了VT304導通時間的最大集電極電流，使其不超過規定值。在此最大值限定下，開關管有一對應最大導通脈寬，在此脈寬之內受控于C314、 VT303脈寬調制器，以改變輸出電壓。該正反饋電路加入V308，加快了C313的放電速度，脈沖調寬電路使VT304提前截止。C313的快速放電，導致下一個導通周期也提前，致使脈寬變化的同時頻率也在改變，這是此類開關電源的特點之一。電路中T301繞組-為專設的取樣繞組。當VT304截止時，磁場儲能釋放為感應電壓，使V306導通，整流電壓經C312濾波形成取樣電壓。R304、 R305和R301組成取樣分壓器，同時也構成C312的放電電阻。VT301為誤差檢出放大器。分壓后，取樣電壓加到VT301基極，其發射極由穩壓管VS305提供基準電壓。當開關電源輸出電壓升高時，VT301集電極電流增大使電壓下降，VT302的基極電壓也下降。與此同時，VT302集電極電流增大，R310的壓降使VT303集電極電流也增大，C314放電電流也隨之增大，VT304提前截止，使輸出電壓穩定。該開關電源未采用特定的輸出過壓及過流保護電路，僅在電路中采取了過壓、 過電流的控制電路。輸入電壓的負極，經輸入電流取樣電阻R313接入開關變換電路。當負載電流增大或開關管意外出現導通脈寬增大時，輸入電流會增大，使R313壓降增大，形成負極性的脈沖，經R312、 C310加到脈寬調制放大器VT302的基極，使VT302、 VT301集電極電流瞬時增大，使VT304瞬間截止，降低開關電路的電流和輸出電壓。但此功能只是瞬態電流沖擊的限制，對持續的過流無效。為了防止取樣、 誤差放大器開路性損壞造成的開關電源失控而形成過壓輸出，電路中專門設置了穩壓管V309。開關電源工作中V301觸點開路或VT301失效、 開路，必然引起VT302、 VT303截止，脈寬調制器開路失效，VT304將處于C313 、 R314設定最大脈寬的振蕩狀態，輸出電壓將大幅升高，致使VT304熱擊穿。加入V309后，可在上述情況下將VT302基極電壓鉗位于其穩壓值，使VT302、 VT303有一定導通電流，限制VT304最大脈寬，輸出電壓的超壓程度可以被限制在40左右,不致造成開關電源大面積損壞。2.5.2 自激式隔離開關電源穩壓性能的改善 自激式隔離開關電源由于自激式的固有特點，改進穩壓性能成為主要工作。改進首先從穩壓器正反饋量入手，試圖在輸入電壓或負載電流變化時，將開關管正反饋量限制在一定范圍內，使低輸入電壓大負載電流時，有正常的正反饋量；當輸入電壓升高或負載電流減小時，抑制正反饋量的升高，達到擴大穩壓性能的目的。最具代表性的電路是正反饋脈沖鉗位電路，這種電路不僅可抑制Uin對驅動電流的影響，對負載變動也有補償作用。其局部電路見圖2-12。其電路原理是：當Uin在下限范圍內時，調節R2的阻值，可得到理想的IB，使VT工作于正常的開關狀態。隨著Uin的上升，繞組Nb的感應電勢也呈比例上升，開關管VT的IB增大。當Uin升到一定程度時，繞組Nb感應脈沖經二極管V整流后，使穩壓管VS反向擊穿，將正反饋脈沖的峰值鉗位于0.6 V+UVS。從此點開始，VT的驅動電流在一定范圍內保持不變，從而避免了Uin的升高使VT過飽和。由于此類電路受穩壓管最大電流的限制，穩壓范圍有限，可控制的IB范圍較小，因此只適合在30 W以下的小功率開關電源中應用。圖2-12 正反饋脈沖鉗位電路局部圖上述電路經改進后，成為恒流驅動電路。其正反饋部分局部圖見圖2-13。電路中設有兩路正反饋支路，第一路是由R1、 C1組成的普通RC正反饋電路，其中R1取值較大，C1取值較小。此正反饋支路作為開關電源輸入電壓為額定值以上時的正反饋量設定，使輸入電壓上限時，正反饋量增大也不會使開關管進入飽和狀態。第二路正反饋支路，是由二極管V和VT2、 VS組成的線性穩壓器，構成恒流源。當輸入電壓低到使Nb感應脈沖峰值小于VS穩壓值時，VS截止，VT2等效于阻值為R2(1+)的電阻，與V構成輔助正反饋電路。在低電壓下，兩路正反饋支路為VT1提供足夠的正反饋量，維持開關電源正常工作。當輸入電壓升高時，VS產生齊納擊穿，將VT2輸出電流穩定于此點上，即使輸入電壓持續上升，此路的正反饋電流也維持不變。恒流驅動電路通過線性穩壓方式來穩定開關管基極與發射極的驅動電流，它是目前自激式隔離開關電源普遍采用的電路。圖2-13 恒流驅動電路正反饋部分局部圖2.5.3 雙路PWM控制系統為了提高穩壓效果，自激式開關電源中又出現了雙路或多路PWM控制系統。雙路脈寬調制的控制思路是，為了擴大脈寬調制器的控制能力，采用兩只脈寬控制管和兩路獨立的控制電路。因為兩路PWM電路同時出現故障的機會極小，所以不僅提高了控制能力，可靠性也大為提高。圖2-14為雙路PWM電路的基本電路。其工作原理是：電路接通電源后，R1向開關管VT1提供啟動偏置，脈沖變壓器TC繞組-輸出脈沖，經C1、 R2， 向VT1提供正反饋電流，使VT1完成振蕩和開關過程。VT2和VT4組成主PWM系統，TC的繞組-構成專用于取樣的副繞組，其輸出脈沖經V2整流, C3濾波，得到正比于VT1導通脈寬的整流電壓。VT4為誤差檢出及放大器，其基極由電阻R5、 R7分壓得到取樣電壓，其發射極由R9提供電壓，經VS穩定后作為取樣電路基準電壓。由VT1的B-E極檢出的誤差電壓，經VT4放大后，形成與誤差電壓成正比的集電極電流。當VT1導通時間過長、 Uin升高或負載電流減小時，C3上電壓將升高，使VT4集電極電流增大。由于VT4的集電極電流構成VT2的偏置電流，因此VT2的集電極電流也隨之增大, 使VT1基極電流分流增大，IB減小，VT1提前進入IBIC的狀態，IB失去對IC的控制能力，IC立即下降，VT1提前截止，存儲于T繞組-的磁能減小，輸出電壓下降。此部分電路當Uin變化范圍不大時，可以維持輸出電壓的穩定。圖2-14 雙路PWM電路的基本電路在雙路PWM控制系統中，為了使開關電源的穩壓范圍向輸入電壓下限和負載電流的上限擴展，電路中TC取樣繞組-與初級繞組-選取較大的匝數比，目的是使開關電源的自激振蕩電路在輸入電壓下限和負載電流上限能正常工作。設置如此大的正反饋量，當輸入電壓升高或負載電流減小時，PWM系統勢必要對正反饋電流有較大的分流能力。若單純靠VT2的分流，VT2需要有極大的動態范圍, 如果VT2動態范圍不足，必然進入其截止區或飽和區。VT2脫離線性區的結果是，開關電源失控。為了減輕VT2的電流，電路中加入第二組PWM控制管VT1和恒流驅動控制管VT3。該恒流驅動電路與前述不同，為電容鉗位電路，TC正反饋繞組-輸出脈沖, 經V1整流，在R5兩端形成上負下正的整流電壓。由TC各繞組相位關系不難看出，只有開關管VT1進入截止期時，TC的繞組才為負脈沖。也就是說，V1的整流電壓正比于TC能量釋放過程中產生的電壓，即正比于開關電源的輸出電壓。VT1截止期間，R5上的電壓經V3向C2充電，其充電電壓正比于T繞組-的脈沖電壓幅度和持續時間。此時TC繞組為負脈沖，VT3反偏截止，C2無放電通路。當VT1進入下一個導通周期時，TC繞組為正脈沖，為負脈沖，V1、 V3都截止，因此C2所充的電壓得以保持。當VT1導通后, 正反饋脈沖經R3、 R4分壓使VT3導通，C2經R5、 VT3的C-E極對VT1的B-E結放電, 構成VT1正反饋電流的一部分。由于C2容量較大，對瞬間輸入市電電壓降低或負載電流增大使正反饋電壓的下降不敏感，讓VT1能穩定地工作于理想的開關狀態，開關電源的穩壓性能因此得以向低輸入電壓、 突發負載大電流的方向拓展。電容鉗位型恒流驅動電路只對突發輸入電壓和負載變動有效。第二組PWM電路由VT5和穩壓管VS1組成。VT5和主PWM控制管VT2都并聯在開關管VT1的B-E極間，VT5基極由6.8 V穩壓管VS1接入TC的正反饋繞組端，在正常狀態下端正反饋脈沖峰值低于VS1穩壓值，該電路不起作用。如果市電輸入電壓高于開關電源允許輸入市電電壓的上限，則正反饋脈沖峰值隨之升高，VS1反向擊穿，VT5瞬間導通, 使VT1提前截止，以穩定輸出電壓。脈寬調制管VT5使輸入市電電壓升高時, 通過壓縮VT1振蕩脈寬使輸出電壓穩定，分擔了VT2的分流作用，提高了開關電源的可靠性。由第二路PWM控制系統工作過程不難看出，VT3的取樣電壓實際上是開關管導通期的正反饋脈沖，因此該電路在輸入電壓變動時可以有效地穩定正反饋量。此類雙路PWM控制的開關電源，可以將輸出功率近200 W的單端自激式開關電源的輸入市電電壓穩壓范圍擴大近一倍以上，實現110 V/220 V市電輸入不進行切換的自動適應。2.5.4 自激式隔離開關電源的保護電路 開關電源保護電路的作用：一是保護開關電源本身，盡量減少故障率，或者在偶然發生故障時減小其損壞范圍；二是設置輸出過壓保護，避免損壞負載電路。所以，保護電路按其保護方式，分為故障前保護和故障后保護。過壓、 過流抑制保護，即為故障前保護。發生故障后，防止故障范圍擴大，減小損失的硬保護措施，即為故障后保護。自激式隔離開關電源的保護電路屬故障前保護，常設以下保護電路。1. 軟啟動電路軟啟動電路的特點決定了在開關電源啟動時，開關管振蕩過程中的振蕩脈寬不是突然進入額定脈寬，而是有一段啟動過程，即可避免接通電源瞬間沖擊電流對元器件的破壞性。以圖2-11的電路為例進行說明。開機瞬間，C312兩端取樣電壓達到額定值需一定時間，在C312充電過程中，誤差放大器檢出的取樣電壓偏低, 因而脈寬控制電路減小對開關管基極的分流，使振蕩電路脈寬增大，形成開機沖擊電流。脈寬的增大，使開關管在開機瞬間有一較大的沖擊電流。為了避免這種硬啟動過程帶來的危害，通常在取樣分壓電路中加入軟啟動電路，如圖2-11中的Ca。開機后，C312在建立充電電壓的過程中，VT301基極電流隨Ca充電電流變化，電容Ca充電完畢，充電電流近似為零。由取樣分壓器控制VT301的導通程度，開關電源進入正常的穩壓狀態。軟啟動電路的延遲時間一般為100150 ms，由Ca和R305的值設定。2. 過流保護電路對負載短路過流的保護，一般設在開關電源的輸出電路中，與不隔離式開關電源采用相同的電路。在隔離式開關電源中，還需設置開關管的過流保護電路，其電路組成見圖2-15。由VT1、 V2和VS2組成的開關管過流保護電路，接入開關管VT2的基極。電阻R1為VT2發射極電流取樣電阻。當VT2振蕩脈寬過大時，其平均電流增大，R1上產生的壓降超過1.2 V，即二極管V2與VT1的B-E結的正向壓降，使VT1導通，將VT2基極激勵脈沖短路，VT2停振而截止。如果這種過流是瞬態的，當VT2電流恢復正常時，開關電源可以自動恢復工作；若過流是持續的，則開關電源保護性停振。圖2-15 開關管過流和輸入過壓保護在該述保護電路中，VT1實際上構成輔助脈寬控制器，受控于VT2平均導通電流。V2為隔離二極管，R2是VT1基極分流電阻，以避免VT1損壞。VS2的作用是：當VT2意外擊穿時，經常使R1有大電流通過而開路，此時穩壓管VS2被擊穿，一則避免VT1隨VT2擊穿而損壞，二則避免R1開路時VT發射極出現高電壓損壞印刷電路。 開關管的過流限制實際上對負載過流也有效，因為不管任何一組負載電流增大，都將使脈沖變壓器初級等效感抗降低，開關管的導通電流也隨之增大。不過這種保護是間接的，對電壓精確度要求高的負載端，仍需設置前述過流保護電路。3. 過壓保護電路隔離式開關電源輸出端的過壓保護和不隔離式開關電源的保護方式相同，但在開關電源的發展中，大多增設了輸入電壓超壓保護，目的是在開關電源輸入電壓超高時，使開關電源停止工作，以避免因開關管擊穿而引起開關電源大面積損壞。輸入過壓保護電路常和開關管過流保護電路共用控制電路，見圖2-15。電阻R3、 R4對開關電源輸入電壓分壓取樣，當輸入電壓超過規定穩壓器上限輸入電壓時，穩壓管VS1反向擊穿，R4兩端電壓經V1加到控制管VT1的基極，使VT1飽和導通，開關管停振。其輸入過壓保護原理是：在開關電源振蕩過程中, 當開關管截止時，集電極加有Uin和T301初級繞組感應電壓Ul兩種電壓之和, 即使正常工作的開關電源，開關管由導通進入截止狀態時，脈沖變壓器初級繞組感應電壓UL也近似等于或大于輸入電壓Uin。因此，開關管集電極實際耐受的反壓應大于Uin的兩倍，才能正常工作。當輸入電壓升高時，開關管集電極反壓成倍升高,有時甚至超過其Uceo而擊穿。此時若開關電源停振，則此反壓只等于輸入電壓，可以避免被擊穿。2.8 彩色電視機開關電源 以典型的T3877N為例說明彩色電視機開關電源工作原理，其工作原理框圖如圖2-19 所示，電路原理圖如圖2-20所示。圖2-19 T3877N工作原理框圖圖2-20 T3877N電路原理圖2.8.1 啟動與自激振蕩啟動與自激振蕩電路如圖2-21所示。合上電源開關，經VC401整流、 C401濾波后得到約+300 V的直流電壓，此時V402的腳輸出低電平(0 V)，通過接插件XS201的腳、 R235加到VT450的基極，使VT450截止，光電耦合器V401內的發光二極管及光電三極管均截止。+300 V電壓經啟動電阻R404、 R405給開關管VT401提供啟動電流，VT401的集電極電流增大，開關變壓器T401的初級感應出上正下負的感應電壓，正反饋繞組L2上感應出下正上負的電壓，此電壓經407C410、 R406、 R417C462加到開關管VT401的基極，使VT401迅速飽和，完成開關電源的啟動過程。(1) VT401維持飽和的過程：在開關管VT401飽和期間，其集電極電流不斷增大，因而在開關變壓器初級繞組L1上產生的感應電壓極性不變，L2上感應電壓的極性也不變，依靠L2上的感應電壓維持著開關管VT401的飽和導通。(2) VT401由飽和轉為截止的過程：當開關管VT401集電極電流增大到一定程度時，開關變壓器T401的磁心飽和，磁通增大變慢甚至不變，開關變壓器正反饋繞組的感應電壓減小，使開關管VT401的基極電流減小，開關管退出飽和狀態并進入放大狀態。隨之，集電極電流隨基極電流的減小而減小，開關變壓器的初級繞組L1的感應電壓極性反相，L2的感應電壓變成上正下負，經C465、 R405、 R417C462、 R406、C410，給開關管VT401的基極提供負電壓，使開關管很快進入截止狀態。在開關管截止期間，開關變壓器次級各繞組的感應電壓經整流、 濾波給負載提供+135 V、 +25.6 V、 +28 V、 +28 V四路電壓。(3) VT401由截止重新轉為飽和的過程：L2上的感應電壓在開關管VT401截止期間給C465充電，在C465上建立的電壓為下正上負，其負電壓端加在開關管的基極，維持開關管截止，如圖2-21所示。同時+300 V電壓經R404給C465充電，使C465上的負壓減小，然后使C465上的電壓逐步變成上正下負，當此電壓上升到一定程度時，VT401又將由截止轉為導通。VT401截止時間的長短與開關管VT401集電極的振蕩周期有關。圖2-21 啟動與自激振蕩電路2.8.2 穩壓原理如圖2-22所示，穩壓控制電路由取樣、 放大、 控制等電路組成。電路中R486、 R485、 RP401構成取樣電路對+B取樣，VS484、 VS489為取樣電路提供基準電壓。VT489、 R487及V410內的發光二極管構成誤差放大電路。V410內的光電三極管、 VT402、 VT403構成控制電路，控制開關管VT401的基極電流，從而達到穩定輸出電壓的目的。控制過程如下：+B上升，VT489的基極電壓隨之上升，V410內發光二極管的電流增大，V410內光電三極管電流增大，VT402的集電極電流增大，VT403的基極電流和集電極電流也增大，對開關管VT401基極電流的分流增大，VT401飽和時間縮短，+B下降，反之亦然。圖2-22 穩壓控制電路在電視機正常工作期間，VT411截止，對穩壓電路無影響。VT489的發射極由兩只穩壓二極管VS484、 VS489串聯提供11.3 V的基準電壓。由于VS484與VS489的溫度系數相反，因而能實現互補，保證開關電源的溫漂很小。RP401為開關電源輸出電壓微調電位器，可調范圍為輸出電壓的10。2.8.3 遙控開關 電視機正常工作時，微處理器的電源控制腳輸出低電平(0 V)控制信號，使VT450截止。遙控關機時，微處理器電源控制端輸出高電平，VT450飽和導通，這時V401內的發光二極管電流增大，V401內光電三極管飽和，VT406飽和，將開關管VT401基極對地短路，開關管截止。同時，微處理器的關機高電平經過R436、 R439使VT411飽和，VT489的發射極電位降低, VT489飽和，V401內光電三極管飽和，VT406的集電極電流增大，也對開關管VT401基極分流，使電源開關管VT401截止，實現遙控關機。遙控開關等效電路如圖2-23所示。圖2-23 遙控開關等效電路2.8.4 +B過壓保護當負載開路時，開關電源各路輸出電壓均會升高，+B升高后通過取樣放大和V410的光電耦合使VT402、