一種24ghz可變增益跨阻放大器的設(shè)計(jì)

1射頻跨阻放大器工作原理近年來，由于c電路成本越來越低，集成度越高，它已廣泛應(yīng)用于模擬電路的設(shè)計(jì)中，尤其是高頻電路。傳統(tǒng)的CMOS集成電路設(shè)計(jì)通常采用電壓模式。近20年來,由于電流模式電路在速度、帶寬、動(dòng)態(tài)范圍等方面有更加優(yōu)良的性能,可以解決電壓模式電路所遇到的一些難題,所以電流模式電路逐漸發(fā)展起來。然而,電流模式電路并不能完全取代電壓模式電路,兩者是互補(bǔ)、相互依存發(fā)展的。本文設(shè)計(jì)的射頻跨阻放大器是一種電流-電壓轉(zhuǎn)換放大器,不僅可實(shí)現(xiàn)電流-電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換,還可以提供高增益。跨阻放大器是電流模式電路與電壓模式電路銜接的橋梁。圖1所示為典型的電流模式射頻發(fā)射機(jī)原理。從電流模式混頻器出來的電流模式調(diào)制信號(hào)是一個(gè)小信號(hào),在通過天線發(fā)射出去之前,必須轉(zhuǎn)換成一個(gè)放大的電壓信號(hào)。增益可調(diào)技術(shù)一般用于低噪聲放大器,但是,在電流模式發(fā)射機(jī)中,它的作用也是非常突出的。如果接收機(jī)與發(fā)射機(jī)距離近,發(fā)射機(jī)發(fā)送的調(diào)制信號(hào)應(yīng)該是一個(gè)弱信號(hào),以防止接收機(jī)前端接收電路由于信號(hào)強(qiáng)度太大而飽和,影響信號(hào)接收;如果接收機(jī)與發(fā)射機(jī)距離遠(yuǎn),發(fā)射機(jī)發(fā)送的調(diào)制信號(hào)必須是一個(gè)強(qiáng)信號(hào),以防止由于接收距離遠(yuǎn)而導(dǎo)致信號(hào)衰減過大,影響接收。所以,發(fā)射機(jī)后端的射頻跨阻放大器最好是增益可控。當(dāng)接收機(jī)距離發(fā)射天線近時(shí),射頻跨阻放大器工作在低增益模式;當(dāng)接收機(jī)距離發(fā)射天線遠(yuǎn)時(shí),射頻跨阻放大器工作在高增益模式。本文設(shè)計(jì)了一種電流復(fù)用與共源共柵結(jié)構(gòu)相結(jié)合的增益可調(diào)射頻跨阻放大器。該放大器工作在2.4GHz,工作電壓為1.3V,功耗僅為6.38mW,噪聲系數(shù)僅為1.061dB,最高增益為18.27dB,增益可控范圍達(dá)15dB,輸入、輸出匹配及反向隔離度S11、S22、S12分別為-56.88dB、-36.99dB和-37.66dB。2大器的電路結(jié)構(gòu)圖2是本文提出的可變增益射頻跨阻放大器的電路結(jié)構(gòu)。電路主要由兩級(jí)放大組成,第一級(jí)是電阻反饋式電流復(fù)用結(jié)構(gòu),第二級(jí)是差分式共源共柵放大結(jié)構(gòu)。2.1阻抗匹配的一般模型電阻反饋式電流復(fù)用結(jié)構(gòu)實(shí)際上是一個(gè)基本的跨阻結(jié)構(gòu)。通過分析簡單的電阻反饋放大器,可推導(dǎo)出電阻反饋式電流復(fù)用結(jié)構(gòu)的特征。圖3所示為一個(gè)電阻反饋輸入放大器,圖4是其簡化模型。從圖4的簡化模型可以得到增益(AV)、噪聲系數(shù)(NF),以及輸入阻抗匹配(Zin)的表達(dá)式:式中,gm是場效應(yīng)管M的跨導(dǎo),RL和RF分別是負(fù)載電阻和反饋電阻。假設(shè)此電路后面連接一個(gè)內(nèi)部阻抗為RS的源極跟隨器。圖5所示為電阻反饋式電流復(fù)用結(jié)構(gòu)。使用電流復(fù)用結(jié)構(gòu),在與圖3同樣的偏置電流下,總跨導(dǎo)從gm增加到gmN+gmP。此時(shí),方程(1)、(2)、(3)一樣可以表示圖5所示電路的增益(AV)、噪聲系數(shù)(NF)和輸入阻抗匹配(Zin),其中,RL、gm分別用表1中的值替代。如圖5所示,用一個(gè)NMOS管替換反饋電阻RF,此結(jié)構(gòu)就是增益可變的。電阻反饋式電流復(fù)用結(jié)構(gòu)是一個(gè)基本的跨阻放大結(jié)構(gòu),在理想的跨阻放大器中,跨阻增益幾乎就等于反饋電阻。此NMOS管的等效電阻為:由(4)式可知,VGS隨VC變化,等效電阻rds是可變的。所以,此結(jié)構(gòu)的跨阻增益也將隨VC變化。2.2等效輸出電阻差分式共源共柵電路如圖6所示。此差分式共源共柵放大結(jié)構(gòu)的差模增益可以表示為:式中,gm5、gm6、gm7、gm8分別表示M5、M6、M7、M8的跨導(dǎo),ro5、ro6、ro7、ro8分別表示M5、M6、M7、M8的等效輸出電阻。由(5)式可知,差分式共源共柵放大結(jié)構(gòu)的差模增益與M5的跨導(dǎo)gm5或M6的跨導(dǎo)gm6成正比。式中,K′是跨導(dǎo)系數(shù),W和L分別表示M5和M7的溝道長度和寬度,ID是共源共柵結(jié)構(gòu)的漏極直流電流,λ是M5和M7的溝道長度調(diào)制參數(shù),Vds5和Vgs5分別是M5的漏-源、柵-源電壓。當(dāng)VC變化時(shí),gm5、gm6、gm7、gm8都將變化。所以,從以上方程可知,通過控制電壓VC的大小,可以調(diào)節(jié)增益的變化。3電壓vc穩(wěn)定在0.5v時(shí)的仿真本文提出的差分式共源共柵可變增益RFTIA在0.18μmCMOS工藝下進(jìn)行仿真分析。完整的RFTIA電路如圖2所示,電路工作在2.4GHz,整個(gè)電路的功耗為6.38mW,圖7到圖9所示為掃描電壓VC從0.5V變化到0.7V時(shí)放大器S參數(shù)及噪聲系數(shù)的仿真結(jié)果。由結(jié)果可知,連續(xù)增益變化范圍大約為15dB,噪聲系數(shù)不超過5dB,且電壓VC的變化并不影響輸入匹配參數(shù)S11。圖10到圖12是VC穩(wěn)定在0.7V下的仿真結(jié)果,此時(shí),噪聲系數(shù)僅為1.061dB,增益(S21)為18.27dB,輸入、輸出匹配S11、S22分別為-56.88dB和-36.99dB。結(jié)果顯示,在噪聲與功耗都很低的情況下,此RFTIA達(dá)到較好的輸入輸出匹配和高增益,符合設(shè)計(jì)要求。4工藝下的仿真設(shè)計(jì)了一種2.4GHz可變增益差分式跨阻放大器,在0.18μmCMOSRF工藝下進(jìn)行仿真,整個(gè)電路采