模擬電子技術

作者：卜益民北京郵電大學出版社目錄第一章

半導體元器件基礎

1.1半導體物理基礎知識

1.2PN結及其性能

1.3半導體二極管

1.4雙極型晶體管第二章

放大器基礎

2.1放大器的工作原理

﹡2.2放大電路的級聯

2.3放大器的頻率特性

2.4小信號選頻放大器第三章場效應管及其放大電路

3.1結型場效應管

3.2絕緣柵場效應管

3.3場效應管的特點及主要參數

3.4場效應管基本放大電路第四章反饋放大電路

4.1反饋的基本概念

4.2反饋放大電路的分析

4.3負反饋對放大器性能的影響

﹡4.4反饋放大器穩定性討論

目錄

第5章模擬集成電路

5.1電流源

5.2差動放大器

5.3集成運算放大器

5.4集成運放的基本應用

﹡5.5集成運放的其他應用

5.6模擬乘法器及其應用

﹡5.7回轉器電路第6章

功率放大器

6.1功率放大器的特點及分類

6.2低頻功率放大器

6.3集成功放

6.4高頻丙類諧振功率放大器

第7章直流穩壓電源

7.1直流穩壓電源的組成

7.2整流電路

7.3濾波電路

7.4穩壓電源﹡7.5集成穩壓電源

7.6開關型穩壓電源第8章正弦波振蕩電路

8.1正弦波振蕩電路的基本原理

8.2LC反饋型正弦波振蕩電路

8.3石英晶體振蕩電路

8.4RC正弦波振蕩電路

目錄

第9章振幅調制與解調

9.1無線通信概述

9.2振幅調制

9.3振幅檢波

9.4混頻第10章角度調制與解調

10.1角度調制

10.2角度調制電路

10.3調角波的解調

第11章反饋控制電路

11.1自動振幅控制電路

11.2自動頻率控制電路

11.3自動相位控制——鎖相

11.4鎖相環的應用

11.5鎖相頻率合成器

第3章場效應管及其放大電路場效應晶體管FET(FieldEffectTransistor)簡稱場效應管，是利用電壓產生的電場效應來控制輸出電流的大小的，它和晶體三極管一樣具有放大作用。場效應管不僅具有一般晶體三極管體積小、重量輕、壽命長等特點，而且還有輸入阻抗高、噪聲低、易于制造、便于集成等優勢，故被廣泛應用于集成電路中。根據其結構的不同，場效應管通常分為結型場效應管(JFET)和絕緣柵場效應管(IGFET)兩大類。本章首先介紹了兩種場效應管的結構、工作原理及其特性曲線；分析比較場效應管與晶體三極管的特點，闡述了其主要參數；最后介紹了場效應管的兩種基本放大電路——共源放大電路及共漏放大電路，我們應掌握其偏置電路、交流等效電路分析法及其性能指標的計算。3.1結型場效應管3.1.1結型場效應管基本結構和類型結型場效應管可分為N溝道和P溝道兩種類型。它們的結構示意圖及相應的電路符號見圖3.1。圖3.1(a)是N溝道結型場效管的內部結構及電路符號。它在一塊N型半導體材料兩側，通過高濃度擴散制造兩個重摻雜的P+型區，形成兩個P+N結。把兩個P+區接在一起形成一個電極，稱為柵極（G）。中間的N型區是載流子的流通路徑，稱之為導電溝道，在它的兩端分別引出兩個電極，分別稱為源極（S）和漏極（D）。所以這一器件從外部看也有三條電極引線，從內部看也是背靠背的兩個PN結。由于它的導電溝道為N型半導體，故取名N溝道結型FET。圖3.1(b)是P溝道JFET的結構及電路符號，它與N溝道JFET相類似，只是導電溝道變為P型半導體。圖中柵極G的箭頭方向表示了GS之間PN結的正偏方向。

3.1.2結型場效應管的基本工作原理場效應管是利用電壓產生的電場效應來控制輸出電流的大小的，其實質就是通過改變加在柵源之間的反偏電壓UGS來改變PN結耗盡層的寬度，從而改變了導電溝道的寬度，也就是改變了導電溝道的電阻，最終實現對輸出電流ID的控制。

N溝道JFET在正常工作時，柵源之間所加電壓

UGS＜0，即柵源之間的PN結處在反偏狀態。若忽略反向電流，則柵極電流為零。這時漏源之間電流ID的大小由溝道呈現的電阻大小決定。而溝道電阻的大小則由溝道的半導體材料的電阻及尺寸決定，由于柵源之間的P+N加的是反偏電壓，故P+N結的空間電荷區寬度將隨反偏電壓增大而增大，而且空間電荷區主要向溝道一側延伸，這樣，改變UGS的大小時就達到了控制溝道寬度的目的，從而實現了對溝道電阻的控制作用。當漏源之間加有UDS＞0的電壓時，漏源電流ID就將隨UGS的變化而變化，進而達到UGS對ID的控制目的。在圖3.2所示的情況下，我們可以看到當UDS＝0時，UGS變化對其導電溝道的影響。它表示了UGS對溝道寬度的控制作用。由圖可見，當UGS＝0時，導電溝道最寬，若此時加的漏源電壓UDS，則相應的ID最大。|UGS|越大，其導電溝道就越窄，相應的溝道電阻就越大，因而當漏源之間加有電壓UDS時，其漏極電流就越小。當|UGS|增加到一個數值為||的電壓時，由于P+N結的耗盡區向溝道一側擴展的結果，使溝道完全消失（即兩個P+N結的耗盡區完全合攏），如圖3.2(c)所示。這種狀態通稱為溝道的夾斷狀態，相應的稱為夾斷電壓。此時JFET的漏源之間即使加有電壓UDS，也不會有溝道電流產生，即ID＝0。由此我們可以知道，由于柵源之間加的反偏電壓，故從柵極看進去所呈現的阻抗很高；此外，依靠UGS產生的電場效應通過對P+N結耗盡區寬度的控制可以有效地實現對漏極電流的控制作用，且當UGS＜UP時，由于溝道夾斷，漏源之間處在斷路狀態。

2.ＵDS對ID的影響當UGS＝0時，改變UDS對導電溝道產生的影響，如圖3.3所示。當N溝道JFET正常工作時，UDS＞0，即漏源之間為正極性電壓。在UGS＝UDS＝0時，靠近漏端與源端的溝道寬度一樣，即具有均勻的溝道寬度，如圖3.2(a)所示。當UGS＝0，UDS＞0時，則靠近漏端的P+N結反偏電壓要大于靠近源端P+N結的反偏電壓，因此耗盡區向溝道一側延伸的寬度就不同了，導致靠近漏端的溝道寬度窄而靠近源端的溝道寬度寬。這種延溝道長度方向上溝道寬度的不均勻性是由UDS引起的。其具體解釋如下：因為UDS＞0，漏源之間產生了一個較大電流，因為ID的方向是從上到下，所以沿溝道的方向從上至下有一上電壓降落。設源極（最下面）電位為參考點，則溝道上各點的電位不同，最下面D點的電位最高，最下面源極處電位最低。PN結的反向偏壓數值在最上面靠近漏極D點最大，所以耗盡區最寬，而最下面源極S處為最小，所以耗盡區最窄，因而形成的耗盡區的形狀是上寬下窄。隨著UDS增加這種溝道寬度不均勻性將越發明顯。

一旦當UDS＝－時，則靠近漏端就出現了溝道合攏的情況，如圖3.3(b)所示。這種狀態通常稱為預夾斷狀態。預夾斷與前面的夾斷是不一樣的，器件在預夾斷時，漏源之間有較大的電流流過。而夾斷狀態時，則ID＝0。當器件到達預夾斷狀態后，若繼續加大UDS，則將會出現耗盡區的合攏點（預夾斷點）沿溝道向源極方向移動的現象，如3.3(c)所示。這將導致導電溝道變短，從而使溝道電阻略有減小，但變化不大，這是由于夾斷區是高阻區，外加電壓UDS的增量主要降落在預夾斷區，因而對溝道長度的影響甚小。這種隨UDS變化溝道長度隨之略有變化的現象稱為溝道長度調制效應。可見，在溝道預夾斷之后，UDS變化對溝道電流ID的影響是很小的。場效應管的這種工作狀態稱為恒流區（飽和區或放大區）。作為放大元器件，場效應管就是工作在這一狀態。不過應當注意，當UDS過大時，由于P+N結的反偏過大，將產生反向擊穿現象，工作時必須避免這種情況發生。3.1.3

結型場效應管的特性曲線及其數學描述

場效應管的特性曲線常用的有轉移特性和輸出特性兩種

1.轉移特性當場效應管的漏源之間的電壓保持不變時，漏極電流與之間的關系稱為轉移特性，其表達式如下：轉移特性直觀地描述了漏源電壓一定時柵源電壓對漏極電流的控制作用。為了保證JFET工作在恒流特性區，要求。圖3.4(a)就求出了某一場效應管在UDS＝10V時的轉移特性曲線。圖中IDSS稱為漏極飽和電流，它是指＝0時，漏極電流的大小。稱為夾斷電壓。當，表示場效應管的溝道全部夾斷。IDSS和UPf是場效應管的兩個重要參數。用數學方程近似描述此轉移特性有：

(3.2)

可見，對該器件而言，之間不是線性關系，而是平方律的關系，因而它也是一種非線性器件。2.輸出特性`當場效應管的柵源之間的電壓不變時，漏極電流之間的關系稱為輸出特性，其表達式如下：圖3.4(b)給出了一簇以不同為參變量的N溝道JFET的輸出特性曲線，在該圖中，我們也把這組特性曲線分為4個區域：可變電阻區（線性電阻區或非飽和區）、恒流區（飽和區）、截止區和擊穿區。下面主要討論器件工作在相應區域的條件與特點：

器件工作在可變電阻區的條件是：。

可變電阻區在圖中縱軸與曲線UDS＝UGS－之間的區域。當器件工作在該狀態時，導電溝道暢通，漏源之間呈線性電阻特性，故又稱為線性電阻區。而該電阻的大小又與的大小有關，越大，導電溝道越寬，溝道電阻越小，在相同的值時電流越大。因此通過改變的大小，可以控制漏源之間的溝道電阻的大小，因而又稱該區域為壓控電阻區。這種工作狀態在線性電路中是十分有用的。(2)恒流區

當器件工作在恒流區時，實際上此時器件工作在所謂預夾斷狀態。從圖示的特性曲線可知，場效應管的漏極電流只受控制，它與漏源電壓基本無關，呈現恒流特性。這里應當指出：實際的特性在一定時，隨增加時略有上升。這是由于器件的溝道長度調制效應引起的。器件工作在恒流區的條件是：，場效應管用作放大器時，工作在這個區域，它相當于BJT輸出特性的放大區。

(3)截止區截止區處在圖3.4(b)中靠近橫軸的區域，其導電溝道完全被夾斷，管子不工作。器件工作在截止區的條件是：。在這種狀態下，＝0，一般在開頭電路中應用。

(4)擊穿區擊穿區為圖3.4(b)中最右側的部分，表示為升高到一定程度后，反向偏置的PN結被擊穿，將急劇增大，若電流過大，管子將被損壞。一般用U(BR)DS來表示它的漏源之間的擊穿電壓。使用器件時，必須保證UDS＜U(BR)DS，以防止器件進入擊穿區。一般U(BR)DS在20～50V之間，且隨UGS的增加而增加，這在使用時應予以注意。對于P溝道JFET的原理和特性，它與N溝道JFET的主要差別是在于UGS及UDS所需的電壓極性，在P溝道JFET中，UGS＞0，而UDS＜0。器件的原理與特性同學們可以自行分析。3.2絕緣柵場效應管

3.2.1絕緣柵場效應管基本結構和類型絕緣柵場效應管也可有N溝道與P溝道兩種類型。N溝道IGFET的基本結構如圖3.5所示，它用一塊雜質濃度較低的P型薄硅片做襯底，在其頂部形成兩個高摻雜的N+區，分別作為器件的源區和漏區，并相應地引出兩個電極：源極S和漏極D。在源區與漏區之間的P型襯底平面利用氧化工藝生長一層極薄的二氧化硅絕緣層，在該絕緣層上沉積出金屬鋁層并引出電極作為柵極G。襯底引出一個歐姆接觸電極，稱為襯底電極，用符號B表示。這種器件的柵極與襯底表面的絕緣層是SiO2，故把它稱為金屬–氧化物–半導體場效應管。即MOSFET。根據在柵源電壓UGS＝0時，漏源之間是否存在導電溝道的情況，MOSFET又可分為增強型和耗盡型兩種類型，分別用EMOSFET和DMOSFET表示。當UGS＝0時，D、S之間無導電溝道存在，就稱為增強型器件；當UGS＝0時，D、S之間有導電溝道存在，就稱為耗盡型器件。這樣，MOSFET共有4類：N溝道增強型MOSFET；N溝道耗盡型MOSFET；P溝道增強型MOSFET和P溝道耗盡型MOSFET。它們的符號分別由圖3.6所示。MOSFET的電路符號3.2.2N溝道增強型MOSFET3.2.2

N溝道增強型MOSFET

前面我們已經討論了N溝道IGFET的基本結構，如圖3.5所示，如果在制作MOSFET時，在二氧化硅絕緣層中不摻正離子，則就是N溝道增強型MOSFET，若摻入大量正離子，則為N溝道耗盡型MOSFET，下面我們來討論N溝道增強型MOSFET的工作原理及相應的特性。

1.N溝道增強型MOSFET的工作原理當器件工作在恒流區也就是在放大狀態時，其工作原理與JFET不盡相同。此時N溝道增強型MOSFET的襯底電極B必須接在電路中的最低電位上或與源極相接。而UDS＞0，這樣使DS的兩個N+區與襯底之間始終處在反偏狀態。UGS必須加正極性的電壓，以保證形成漏源之間的導電溝道。下面具體討論。(1)UGS對ID的控制當UGS＝0時，N+源區與漏區之間被P型襯底所隔開，就好像兩個背靠背的PN結，故漏源無電流流過，這時，可認為管子處于夾斷狀態。當UGS＞0時，在柵極與襯底之間形成了由柵極指向襯底的電場。此時柵極與襯底之間極薄的SiO2絕緣層猶如一個平板電容器的介質，在電場的作用下，P型襯底中不少子自由電子被吸引到襯底表面處，而多子空穴被排斥離開襯底表面。隨著UGS的增加，柵極垂直于襯底表面的電場也增強，被吸引到襯底表面的自由電子也越多。一旦當UGS增加到某一電壓UT時，襯底表面的自由電子數量就大于空穴數量，于是在襯底的表面形成了與P型材料相反的N型區，它把源區和漏區相互連接起來，形成了源漏區之間的導電通路。這一N型層通常稱之為反型層，相應的開始形成反型層所需的柵源電壓UT稱為開啟電壓，其大小一般在2～10V之間。如果此時繼續加大UGS，則相應的反型層厚度就隨之加大，導電能力也就越強。說明N溝道增強型MOSFET溝道形成的示意圖如圖3.7所示。UGS對溝道的控制結果也就達到了對ID控制的目的，其具體情況可由轉移特性來表示，即圖3.7N溝道增強型MOSFET的溝道形成圖

(2)UDS對溝道的影響設UGS＞UT，導電溝道已經形成，則此時UGD＝UGS－UDS

隨UDS增加，UGD減小，表示靠近漏端柵極垂直于襯底表面的電場減小。當，則靠近漏端的導電溝道將被夾斷，與JFET原理分析中遇到的預夾斷狀態相類似。當器件進入該狀態后，若繼續增加UDS，溝道電流就基本上保持恒定了。器件的這種工作狀態稱為飽和工作狀態或恒流工作狀態。可見器件進入恒流區工作的條件是UDS≥UGS－UT顯然UDS對溝道的影響與JFET的情況是完全類似的。其具體情況可由輸出特性來表示。即2.N溝道增強型MOSFET的特性曲線及其數學描述N溝道增強型MOSFET的轉移特性曲線與輸出特性曲線如圖所示。從圖中的轉移特性可以看出，當時，由于尚未形成導電溝道，因此；當時，導電溝道形成，而且隨著的增高，導電溝道變寬，溝道電阻減小，于是也隨之增大；當，圖3.8(a)所示的轉移特性可用以下近似公式表示：式中，N溝道增強型MOSFET的輸出特性同樣可以分為四個區域：可變電阻區、恒流區、截止區和擊穿區。如圖(b)所示。3.2.3其它類型的MOSFET

除N溝道增強MOSFET外，還有N溝道耗盡型MOSET和P溝道增強型和耗盡型三種

3.2.4VMOS功率場效應管簡介通常提高MOS管功率容量的辦法是：采用縱向（垂直）導電溝道和大規模集成電路技術，將許多小功率MOS管的管芯并聯起來擴大電路，減小導通電阻，構成功率MOS管。以N溝道MOS管(NMOS)為例，介紹這種具有縱向結構的V型MOS管(VMOSFET)的結構特點。圖3.9是其結構剖面圖。它以N+型硅材料作襯底（形成漏極D），并在此基礎上依次制作出低摻雜的N－外延層、P型區（導電溝道）和高摻雜的N+區（形成源極S）。穿過N+區和P區，刻蝕成一個V

型槽，并在表面生長一層SiO2,再覆蓋一層金屬作為柵極G。當柵極加正電壓時，在氧化膜下的P型層兩邊表面上形成導電溝道。在漏源之間加正電壓(UGS＞0)，則電子從源極通過兩個溝道，達到N－外延層，再通過N+襯底流入漏極,可見電子沿導電溝道的運動是縱向的。

由于功率MOS管的漏區面積大，有利于散熱，且P層與N－外延層形成一反偏的PN結，它的耗盡層大多位于摻雜更輕的外延層中，因此漏極與源極之間的反向擊穿電壓較高，有利于制作成大功率器件。目前，有的功率MOS管耐壓可達1000V以上，最大連續電流200A。V型MOS管有開關速度高、驅動電流小、過載能力強、易于并聯等特點，但MOS管與雙極型晶體管相比，其低頻損耗大，且易受靜電破壞，所以應用時需加保護電路。3.3場效應管的特點及主要參數

3.3.1場效應管與晶體三極管的比較場效應管與雙極型晶體管相比較，具有如下一些特點：(1)BJT輸入端的PN結為正向偏置，因而它的輸入電流較大，相應的輸入電阻數小。而JFET輸入端的PN結為反向偏置，對IGMOSFET則有絕緣層隔離，故它們的輸入電阻很大。通常JFET的輸入電阻108，而IGFET的輸入電阻可大于1011～1012。(2)FET是靠多子導電的器件，所以也稱為單極型器件，而BJT中，自由電子及空穴均參與工作，所以又稱為雙極型器件。由于多子濃度受溫度、光照、輻射等環境變化的影響小，所以FET特別適合于環境條件變化較大的電子設備中。(3)在低壓小電流工作時，FET可作為電壓控制的可變線性電阻和導通電阻很小的無觸點開關。而BJT則無此優異特性。(4)FET是一種自隔離器件，制造工作簡單，特別適合于大規模與超大規模集成電路的設計與制造。從當前的發展趨勢看，在這些集成度很高的大規模與超大規模集成電路中，MOSFET已日益取代了BJT。

(5)從器件的結構看，FET的漏極與源極是對稱的，可以互換使用，設計時也較BJT靈活。特別需要指出的是在保存和使用MOSFET時要倍加留心，因為它的柵極與襯底表面之間的絕緣層很薄，當帶電體或人體接觸金屬柵時，由于會在柵極與襯底上產生感生電荷，而柵極與襯底之間的平板電容器容量又很小，所以常常這些感生電荷積累會在絕緣層上產生很高的電壓，極易導致絕緣層的擊穿而損壞管子。所以這種器件在保存時應將各電極引線短接，焊接應將電烙鐵外殼良好接地，必要時還可在管子的柵源之間接入背靠背的兩只穩壓管，以限制感生電荷在柵源之間產生的最大電壓，避免管子柵源之間因擊穿而損壞。3.3.2場效應管的主要參數1.直流參數(1)飽和漏極電流IDSS

當＝0時，漏源之間的電壓大于夾斷電壓時對應的漏極電流值，一般規定時測出的漏極電流為IDSS。(2)夾斷電壓UP當＝常數時，使耗盡型場效應管(JFET，MOSFET)漏極電流減小到某一微小值(測試時用)時的柵源電壓值。(3)開啟電壓UT當＝常數時，使增強型MOSFET開始導電時的柵源電壓值。(4)直流輸入電阻RGS當漏極短路時，柵源之間所加直流電壓與柵極直流電流之比。JFET的RGS在之間，MOSFET的RGS在之間。

3.4場效應管基本放大電路場效應管的三個電極與晶體三極管的三個電極存在著對應關系：即柵極與基極B、源極S與發射極E及漏極D與集電極C分別對應。同樣，由場效應管組成的放大電路也具有共源、共柵、共漏三種組態。其放大倍數的計算，也采用交流小信號等效電路分析方法。

3.4.1

場效應管的偏置電路場效應管放大電路也應由偏置電路建立一個合適的靜態工作點。所不同的是，場效應管是電壓控制元件，它只需要合適的偏壓，而不需要輸入電流；另外，不同類型的場效應管對偏置電壓的極性有不同要求，在實際電路中，既要滿足電壓極性要求，又要盡量滿足單電源供電，因此場效應管放大電路一般都采用自給偏壓的方法。1.直流偏置電路

(1)自偏壓電路圖3.10(a)是由N溝道結型場效應管構成放大電路的自偏壓電路。RG稱為柵極電阻，也稱為柵極漏電阻，簡稱柵漏電阻，可用來釋放柵極感應電荷，防止柵極被感應電壓擊穿，同時也為柵偏壓提供了直流通路，通常RG取值很大以提高輸入電阻。RD、RS分別為漏極電阻和源極電阻，UDD在漏極、源極間加正向偏壓。由于耗盡型場效應管在＝0時也有漏極電流，因此源極對地電壓為＝；由于柵極不取電流，RG上無電壓降，柵極對地電壓＝0，所以柵偏壓

(3.5)

可見，該電路使＞0，＜0，提供了一個合適的靜態工作點，使場效應管能夠起正常的放大作用。這種電路的柵偏壓是靠場效應管的自由漏電流產生的，故稱為自偏壓電路。(2)分壓式自偏壓電路(混合偏置)

上述自偏壓電路雖然結構簡單，但RS不能過大，否則靜態工作點將下降，影響動態工作范圍，減小放大倍數，因此的調節范圍較小，并且該電路只能提供負的柵偏壓，適用于耗盡型場效應管，不能適用于增強型場效應管，因此在自偏壓電路上給柵極再加一定的分壓，則柵偏壓的變化范圍就可以增大。如圖3.10(b)所示是分壓式自偏壓電路，它是在自偏壓電路基礎上接入分壓電阻構成的，特點是能穩定靜態工作點，且適用于各類場效應管的放大電路。該電路的源極電位仍然由漏極電流確定，；同樣柵極無電流，柵極電位為

(3.6)

由分壓電阻確定，則柵偏壓為

(3.7)由式可見，適當選取RG1、RG2和RG3的值，就可以得到各類場效應管工作時所需要的正、負或零的偏壓。2.靜態分析場效應管的靜態工作點指直流量，它們同樣對應于特性曲線上的某一點Q。通常可用圖解法和估算法確定。在這里我們介紹估算法。場效應管工作在飽和區時，其漏電流基本無關，且和之間滿足轉移特性，因此其靜態工作點也可由轉移特性估算得出。對于耗盡型場效應管的分壓式自偏壓電路和靜態工作點可由式(3.2)和式(3.7)的方程解出求得，則應注意的是該方程組為二元二次，方程有兩組根，求解后應檢驗根是否合理，以確定最后的解。3.4.2場效應管的微變等效電路因為(3.8)所以

(3.9)用交流有效值表示，上式可改寫為

(3.10)通常較大，的影響可以忽略，則

(3.11)

根據式(3.10)和(3.11)可畫出場效應管低頻交流小信號等效電路如圖3.12所示。由于柵流所以輸入回路等效電路可以不畫出。可見，場效應管低頻小信號等效電路比晶體管的還簡單。

3.4.3場效應管的基本放大電路性能分析場效應管也具有共源、共漏和共柵極三種組態的放大電路，其動態分析與三極管的動態分析方法相同，其步驟也是找出其交流通路，做微變等效替換，然后按電路分析方法計算。

1.共源電路共源放大電路如圖3.13(a)所示，圖(b)為其交流等效電路。根據R0的定義，可畫出求輸出電阻R0的等效電路，如圖(c)所示。由外加電壓法得：

(3.19)

放大器輸出電阻為：

(3.20)

通過以上分析可知，源極輸出器和射極輸出器有相同的特點，即輸入電阻很高，輸出電阻很低，輸出電壓與輸入電壓同相，電壓放大倍數小于且接近于1。3.三種組態放大電路的比較除了上述的共源、共漏放大器外，還有一種共柵放大器，在此我們不再進行分析了，這里我們把場效應管三種組態放大電路的性能比較用表3.2來簡單描述。

第4章反饋放大電路

反饋的理論及反饋技術在電子電路中占據非常重要的地位。在放大電路中引入負反饋可以起到改善放大器性能的作用，而利用正反饋可以組成不同類別的信號發生器(或稱振蕩器)。本章首先討論反饋的基本概念，分析了負反饋對放大器性能的影響，通過對反饋放大器電路分析方法的介紹，從而達到正確辯識反饋電路類型，掌握深負反饋條件下電路的簡單分析、估算。本章最后對反饋放大器的穩定性進行了論述。4.1反饋的基本概念反饋概念的引入反饋的概念，就是將放大器的輸出量(電流或電壓)，通過一定的網絡，回送到放大器的輸入回路，并同輸入信號一起參與對放大器的輸入控制作用，從而使放大器的某些性能獲得有效改善的過程。

1.負反饋穩定靜態工作點如圖4.1所示

該電路中放大器的電流ICQ取決于控制電壓UBEQ，而UBEQ＝UBQ－UEQ，其中UEQ≈［RB2／(RB1＋RB2)］·UCC，基本上是固定不變的。但UEQ則不同，UEQ＝IEQRE，它攜帶著晶體管輸出電流(ICQ≈IEQ)的變化信息。如果某種因素使IEQ增大，則ＵEQ也增大，導致UBEQ反而減小，從而又使IEQ減小。，其結果是使IEQ穩定。這里RE將輸出電流IEQ的變化反饋到輸入回路，引進了一種自動調節的機制，這種過程就是“反饋”。這種反饋實質上是從直流角度來分析的，若去掉發射極旁路電容CE，該電路還起到穩定輸出交流電流的作用，這將在后面具體討論。2.負反饋穩定輸出電壓(射極輸出器電路)

圖4.2是我們熟悉的共集電極放大電路，即射極跟隨器。由前面的討論可知，其電壓放大倍數約等于1，而且輸出電壓

穩定，這就是引入負反饋的緣故。該電路中，設當放大器的電壓受外界因素影響而增大時，射極電阻RE上電壓也增大。攜帶了輸出電壓變化的信息，而輸入電壓不變，則凈輸入減小，導致減小，相應減小，最終表現為增大的程度變小，達到了穩定輸出電壓的目的。外界因素導致減小的情況分析類似，讀者可自行分析。4.1.2反饋放大器的基本框圖和一般表達式

1.基本框圖我們將反饋放大器抽象為如圖4.3所示的方框圖。圖中虛線表示反饋放大器，其輸入信號為，輸出信號為。反饋放大器由兩部分組成：放大電路和反饋網絡。放大電路的傳輸方向為輸入到輸出；反饋網絡的傳輸方向為輸出到輸入（圖中箭頭方向就是信號的傳輸方向）。反饋網絡將放大電路的輸出信號的一部分（或全部）取出，這就是取樣的概念。直接或加工處理后，返回到放大電路的輸入回路，在輸入回路，反饋信號與輸入信號疊加（相加或相減），此過程稱為“比較”。與疊加后的信號才是真正加到基本放大器輸入端的“凈輸入信號”。人們將與反相相加（也就是相減），使＜的情況定義為“負反饋”；反之，將與同相相加，＞的情況定義為“正反饋”。反饋信號極性不同，對放大器性能影響正好相反。2.反饋放大電路的一般表達式由反饋放大電路的基本框圖中的一些基本量我們定義如下：基本放大電路的開環增益（開環放大倍數）定義為輸出信號與凈輸入信號之比，即

(4.1)

反饋系數定義為反饋信號與輸出信號之比，即

(4.2)反饋放大電路的放大倍數（閉環增益）定義為的輸出信號與輸入信號之比，即

(4.3)環路增益（回歸比）為

(4.4)這里，等信號可以取電壓量或電流量，所以傳輸系數A、F的量綱不一定是電壓比或電流比，也可能是互導或互阻。閉環增益Ａf與開環增益以及反饋系數之間的關系。推導如下，由圖4.3可見(4.5)

（負反饋）(4.6)

(4.7)將式（4.6）、（4.7）、代入式（4.5），得

(4.8)所以

(4.9)

式（4.9）稱為反饋放大器的基本方程。反饋放大電路的一些主要特性：(1)負反饋使放大器的增益下降了(１＋AF)倍。這是因為負反饋，反饋信號與輸入信號相減，使得真正加到基本放大器的凈輸入信號減小的緣故。(2)令D＝１＋AF，稱它為“反饋深度”。它是一個表征反饋強弱的物理量。因

(4.10)

式（4.10）表明，負反饋使凈輸入信號減小為輸入信號的“１/D”倍，那么同樣的輸入，則反饋放大器的輸出信號也下降“D”倍（見式（4.8））。若D>>１，意味著

<<，此時反饋信號為

(4.11)我們把Ｄ>>１，或AF>>１稱之為“深負反饋條件”。在深負反饋條件下，反饋信號近似等于輸入信號，而真正加到基本放大器的凈輸入信號將很小。這一結論，將大大簡化反饋放大器的分析計算。(3)在深反饋條件下，AF>>１，所以

(4.12)

這是一個重要的關系式。它表明，深反饋條件下，閉環增益主要決定于反饋系數，而與開環增益關系不大。(4)若正反饋，則增益增大了，但以后分析將知道，正反饋使放大器許多性能惡化，所以在線性放大器中的應用極少，但它是振蕩電路形成的必要條件。4.2反饋放大電路的分析

4.2.1反饋放大電路的基本類型及判別

1.直流反饋與交流反饋根據反饋信號中包含的交直流成分來分，可分為直流反饋和交流反饋。如果反饋信號中只包含直流成分，為直流反饋；如果反饋信號中只包含交流成分，為交流反饋；既包含直流成分又包含交流成分的，為交直流反饋。引入直流負反饋的目的是要穩定靜態工作點，引入交流負反饋目的是要改善放大電路性能（放大倍數除外）。本章主要討論交流負反饋。2.正反饋與負反饋正負反饋的概念已在前面有所定義，這里再簡述一下。根據反饋極性的不同，可將反饋分為正反饋和負反饋。如果引入的反饋信號增強了外加輸入信號的作用，從而使電路的放大倍數得到提高，稱為正反饋；如引入的反饋信號削弱了外加輸入信號的作用，從而使電路的放大倍數降低，稱為負反饋。判斷正負反饋常用的方法是瞬時極性法：假設輸入信號的變化處于某一瞬時極性（用符號“+”、“－”表示），從輸入端沿放大電路中信號的傳遞路徑到輸出端，逐級推出電路中其它有關各點信號瞬時變化的極性，最后看反饋到輸入端信號的極性對原來的信號是增強了還是削弱了，若增強了輸入信號的作用為正反饋，否則為負反饋。

3.電壓反饋與電流反饋按反饋網絡與基本放大器輸出端的連接方式不同，有“電壓反饋”與“電流反饋”之分。如圖4.4(a)所示，反饋網絡與基本放大器輸出端并聯連接，輸出端即取樣端，輸出電壓是反饋的取樣對象，若令=0，則也為零，我們將這種反饋稱為“電壓反饋”。但(b)圖不同，在(b)圖中，取樣端與輸出端不連在一起，反饋網絡串聯在輸出回路中，取樣對象是輸出電流，而不是輸出電壓，即使=0，反饋信號照樣存在，我們把這種反饋稱為“電流反饋”。在“電壓反饋”中，正比于輸出電壓，在“電流反饋”中，正比于輸出電流。

根據前面所述，我們一般用輸出短路法判斷是電壓反饋還是電流反饋，即將輸出端短路，看是否還存在反饋信號，如果此時反饋信號不存在了，說明反饋信號取自輸出電壓，為電壓反饋；如果反饋信號仍然存在，說明反饋信號不是取自輸出電壓，而是取自輸出電流，為電流反饋。4.串聯反饋與并聯反饋按反饋網絡與基本放大器輸入端的連接方式不同，有“串聯反饋”和“并聯反饋”之分。如圖4.5(a)所示，反饋網絡串聯在基本放大器的輸入回路中，凈輸入電壓等于輸入電壓與反饋電壓之差，即

圖4.5(b)電路，反饋網絡直接并聯在基本放大器的輸入端，反饋信號與輸入信號在基本放大器輸入端以節點方式聯接在一起。在這種反饋方式中，用節點電流描述較為方便，即放大器凈輸入電流為

判斷串聯反饋還是并聯反饋的一般方法：若凈輸入信號＝輸入電壓－反饋電壓，說明是串聯反饋；若凈輸入信號＝輸入電流－反饋電流，說明是并聯反饋。也可以用以下方法來判斷串并聯反饋：若反饋支路與放大電路輸入端同點相連，則該反饋為并聯反饋，否則該反饋為串聯反饋。5.負反饋放大電路的四種組態根據反饋網絡與基本放大器輸出、輸入端連接方式的不同，負反饋電路可分為以下四種組態，即：串聯電壓負反饋；串聯電流負反饋；并聯電壓負反饋；并聯電流負反饋。如圖4.6所示。其具體的分析將在后面結合實例闡述。4.2.2反饋放大電路的分析舉例1.單級反饋放大器電路(1)串聯電壓負反饋電路共集電極放大電路雖然在反饋概念的引入時已有討論，在這里我們再總體分析一下，如圖4.7所示，該電路的凈輸入電壓，而與輸出電壓有關，所以本電路存在反饋。由圖可見，反饋網絡由RE、RL組成，反饋電壓，凈輸入電壓為

反饋系數

反饋網絡（RE//RL）串聯在輸入回路內，所以是串聯反饋；反饋電壓，若令=0，則也為零，所以是電壓反饋；反饋電壓與反相疊加，凈輸入電壓所以是負反饋。所以該電路是串聯電壓負反饋。

(2)串聯電流負反饋電路共反射極放大電路也是我們所熟悉的，只不過這里發射極電阻RE沒有旁接電容，如圖4.8所示。該電路凈輸入電壓，所以也存在著反饋，其反饋網絡由RE組成，因為RE串聯在輸入回路中，所以是串聯反饋；反饋電壓，為輸出電流，而輸出為電壓，若令=0，反饋電壓仍然存在，所以是電流反饋；且有

可見，所以，該電路是一個引進了串聯電流負反饋的共射極放大電路。(3)并聯電壓負反饋電路由圖4.9可見，該電路反饋網絡由R1和R2組成，其輸入信號和輸出電壓分別通過電阻R1和R2并聯連接到放大器的基極，所以是并聯反饋，其中反饋電流正比于輸出電壓（）,所以是電壓反饋。且凈輸入電流為

(4.13)

所以是負反饋。綜上所述，該電路是一個并聯電壓負反饋放大電路。

2.多級反饋放大器電路對于多級放大電路，不僅各級電路存在本級反饋，在級與級之間也可能有越級反饋

(1)串聯電壓負反饋電路圖4.10給出一個二級級聯的共射－共射放大電路。可以看出，R4將輸出電壓反饋到第一級發射極，所以R4和R3組成兩級間的大閉環反饋網絡。將輸出端短路，則電阻R4右端接地，反饋信號消失，所以是電壓反饋。反饋支路與放大電路輸入端不接在同一點，即反饋網絡R3串聯在輸入回路之中，所以是串聯反饋。

至于是正反饋還是負反饋，則可根據瞬時極性法來確定，所謂瞬時極性，都是相對于參考點地或交流地而言的。如圖4.10所示，設b1點信號為正極性，則c1點為負極性，c2點為正極性，經R4反饋到e1點而形成的反饋信號Uf也為正極性。這樣，凈輸入信號所以是負反饋。輸入信號與反饋信號對地都是正極性并不意味著正反饋。正、負反饋判別的唯一依據是凈輸入電壓（或凈輸入電流）是增大了還是減小了。根據分析，我們可以得出該電路的越級反饋是串聯電壓負反饋。(2)并聯電流負反饋電路如圖4.11所示，R6將第二級射極和第一級基極聯在一起，R1、R6和R5構成了兩級間的反饋網絡。輸入信號支路（、R1）與反饋支路（R6）并聯連接到放大器的控制端（），也就是反饋支路與放大電路輸入端同點相連，所以構成兩級間的并聯反饋。反饋信號取自于T2射極，而信號則從T2的集電極輸出，若將輸出端交流短路，反饋信號沒有消失，所以是電流反饋。假設輸入信號瞬時極性為正，即信號極性b1為正，c1為負，e2為負，故反饋電流的方向是b1流向e2，該電路使凈輸入電流減小（即），所以是負反饋。綜上所述，該電路的越級反饋為并聯電流負反饋。

(3)串聯電流負反饋電路電路如圖4.12所示，該電路中電阻R8將T3射極電壓反饋到T1射極，該電路反饋網絡由R3、R8和R7組成。信號從T3集電極輸出，故該電路是電流反饋。反饋支路與放大電路輸入端不接在同一點，所以是串聯反饋。假設輸入信號瞬時極性為正，即信號極性b1為正，則c1為負，c2為正，e3為正，該電壓經R8與R3分壓，得反饋電壓也為正，所以，凈輸入電壓使，所以是負反饋。可以得到該電路為串聯電流負反饋。

(4)并聯電壓負反饋電路電路如圖4.13所示，該電路中電阻R8將輸出電壓反饋到第一級的基極，該電路反饋網絡由R1和R8組成。反饋支路與放大電路輸入端同點相連，所以構成三級間的并聯反饋。若將輸出端交流短路，反饋信號消失，所以是電壓反饋。設信號瞬時極性為b1正，則c1為負，c2為正，c3為負，反饋電流的流向為b1流向c3，凈輸入電流所以是負反饋。可得出該電路的越級反饋為并聯電壓負反饋。

(5)串聯電流正反饋電路電路如圖4.14所示，該電路中電阻Rf將T2射極電壓反饋到T1源極，該電路反饋網絡由RS、Rf、RE組成。信號從T2集電極輸出。若將輸出端交流短路，反饋信號沒有消失，故該電路是電流反饋。反饋支路與放大電路輸入端不接在同一點，所以是串聯反饋。假設輸入信號為正，即信號極性g為正，則d為負，e2也為負，該電壓經Rf和Rs分壓形成反饋信號，其極性為負，因此，凈輸入電壓變大，即

可見，電路引進了正反饋。同樣可以得出：該電路的越級反饋為串聯電流正反饋。

4.2.3深負反饋放大電路的計算由前面的分析可知，當負反饋放大電路滿足深度負反饋條件(1+AF)>>1時，閉環增益

，因而我們可以把電路的反饋系數F求出來，從而求出Af。例4.1近似估算圖4.10的Auf。解由前面分析可知，該電路的越級反饋為串聯電壓負反饋，當滿足深度負反饋條件時，有

∵反饋系數所以由該例可以看出，深負反饋的放大倍數由反饋系數決定，也就是由反饋網絡決定，若反饋網絡均由線性元器件組成，其穩定性可得到大大提高。對于深負反饋，還有一個要提及的概念，就是“虛短路”和“虛斷路”的概念。在深負反饋條件下，有Af≈，而Af=，F=，故有，也就是說凈輸入信號為零，即=0。那么對于串聯負反饋有，即≈0，即虛短路。對于并聯負反饋有，即≈0，即虛斷路。這個概念將在集成線性運放電路中有所運用。4.3負反饋對放大器性能的影響放大電路引入直流反饋可穩定靜態工作點，引入交流后，負反饋雖然使放大電路的放大倍數減少，但卻改善了放大電路的許多性能指標。如提高放大電路的穩定性、減小非線性失真、抑制干擾和擴展通頻帶等，而且還可以根據需要靈活地改變放大電路的輸入電阻和輸出電阻。1.提高放大倍數的穩定性放大電路引入負反饋的目的之一就是提高放大電路的工作穩定性，工作環境變化（如溫度、濕度）、器件更換或老化，電源電壓不穩定等諸多因素會導致基本放大器的放大倍數不穩定，引入負反饋后，反饋網絡將輸出信號的變化信息返回到基本放大器的輸入回路，從而使凈輸入信號自動保持穩定。即當輸入信號不變時,若

可見將保持穩定,閉環增益

也將保持穩定。放大電路工作在中頻區，有對其求導，則有

(4.14)可見，引入負反饋使放大倍數相對變化減小為原相對變化的1/（1+AF）。說明反饋越深，穩定性越好。2.擴展通頻帶因為負反饋的作用就是對輸出的任何變化都有糾正作用，所以放大電路在低頻段或高頻段放大倍數的下降，必然會引起反饋量的減小，從而凈輸入量增大，使輸出信號比不加反饋時下降的要小，這相當于擴展了頻帶。我們可以簡單推導如下：式中，=(1+AF)fH為負反饋放大器的高頻截止頻率，它比無反饋的放大器截止頻率提高了(1+AF)倍。這樣，引入負反饋后，通頻帶展寬為過去的(1+AF)倍，上限頻率fH提高為原來的(1+AF)倍，下限頻率fL降低為原來的1/(1+AF)，但增益帶寬積仍不變。3.減小非線性失真當放大器工作在大信號時，不可避免地存在非線性失真。負反饋減小非線性失真的原理可以用圖4.16簡要說明。若輸入信號為單一頻率的正弦波，由于放大器內部器件（如晶體管）的非線性失真，如圖4.16(a)所示，將輸出信號形象地描述為“上大下小”的非正弦波。引入負反饋后(如圖4.16(b))，反饋信號正比于輸出信號，也應該是“上大下小”，與相減（負反饋）后，使凈輸入信號變成了“上小下大”，即產生了“預失真”。預失真的凈輸入信號與器件的非線性的作用正好相反，其結果使輸出信號的非線性失真減小了。可以證明，引入負反饋后，放大電路的非線性失真減小為原來的1/(1+AF)。4.抑制內部噪聲和干擾

利用負反饋抑制放大器內部噪聲及干擾的機理與減小非線性失真是一樣的。負反饋使輸出噪聲下降（1+AF）倍，如果輸入信號本身不攜帶噪聲和干擾，且其幅度可以增大，使輸出信號分量保持不變，那么放大器的信噪比將提高（1+AF）倍。5.對輸入電阻和輸出電阻的影響(1)串聯負反饋使輸入電阻增大，并聯負反饋使輸入電阻減小設無負反饋時基本放大電路的輸入電阻為

。因為引入串聯負反饋后，使放大電路的凈輸入電壓減小，則輸入電流Ii必然減小，所以帶負反饋后的輸入電阻Rif=Ui/Ii必然要比Ri大，可以證明Rif=(1+AF)ri，即引入串聯負反饋使輸入電阻增大為原來的(1+AF)倍。與之相反，引入并聯負反饋后，放大電路輸入電流Ii要比凈輸入電流大，則帶負反饋后的輸入電阻Rif必然要比Ri小，可以證明，Rif=Ri/(1+AF)，即引入并聯負反饋使輸入電阻減小為原來的1/(1+AF)。(2)電壓負反饋使輸出電阻減小，電流負反饋使輸出電阻增大對負載而言，放大電路相當于一個帶內阻的信號源，即可以把放大電路認為是一個電壓源與內阻的串聯。由電路知識可知，信號源內阻越小，負載變化時輸出電壓越穩定，而電壓負反饋也具有穩定輸出電壓的相同效果，所以可以認為引入電壓負反饋后，電路的輸出電阻降低了。可以證明，輸出電阻降低為原來的1/(1+AF)。同樣也可以把放大電路認為是一個電流源與內阻的并聯。信號源內阻越大，負載變化時輸出電流越穩定，而電流負反饋也具有穩定輸出電流的相同效果，所以可以認為引入電流負反饋后，電路的輸出電阻提高了。可以證明，輸出電阻提高為原來的(1+AF)倍。以上是負反饋對放大電路的一些基本影響，我們可以根據對放大電路性能改善的不同要求，引入適當形式的反饋，簡單總結見表4.1綜上所述，負反饋之所以能改善放大器的質量指標，關鍵是通過的X∑自動調節作用來實現的。負反饋只能改善反饋環節內的性能，而不能改善反饋環節外的性能，負反饋雖然改善了放大器的性能，但是付出的代價是放大倍數的下降。第5章模擬集成電路對數字量進行邏輯處理的稱數字集成電路；對模擬量進行信息處理的稱模擬集成電路。1967年國際電工委員會（IEC）定義，數字集成電路以外的集成電路統稱為模擬集成電路。模擬集成電路通常包括線性電路和非線性電路。模擬集成電路有如下優點：1.采用集成技術，一塊硅片上各元件溫度偏差小，各元件參數的一致性好，既提高電路技術指標，又提高電路的穩定性。2.集成電路組裝時，相對于分立元件焊接點大幅度減少，提高電路可靠性，減少裝配整機的工時與成本。3.具有體積小，重量輕，功耗低和環境適應性好等特點。模擬集成電路的缺點是：電感和大容量電容難以集成，集成電路的精度差，元件數值有限，難以集成高值電阻，難以制造優質的PNP管，集成電路的耐壓、功耗、電流等受限制。5.1電流源電流源又稱恒流源，它是模擬集成電路的基本電路，常用作偏置電路和有源負載。從共射三極管輸出特性曲線上看，當基極電流一定時，集電極與發射極間電壓在一個較寬的范圍內發生變化，而集電極電流變化極小，說明晶體管集電極輸出電流具有恒流特性。三極管輸出端可等效為受控電流源βib和輸出電阻Rce相并聯。Rce=ΔUce/Δlc，通常Rce為數十千歐至數百千歐，遠大于負載電阻阻值，該三極管對負載近似認為是恒流源，若三極管發射極接有電流負反饋電阻RE，則其等效輸出電阻更高，該三極管更接近于恒流源了。5.1.1鏡像電流源鏡像電流源電路如圖5.1所示。它由一只電阻和二只三極管組成。這兩只三極管是在一塊硅晶片上制作完成，它們由同一個發射極、同一個基極，兩個面積相等的集電極構成。它們采用同一制作工藝，因而具有相同的電參數（UBE、β、ICBO等）和相同的電參數的溫度系數（ΔUce/ΔT、Δβ/ΔT、ΔICBO/ΔT等）。因而兩管的基極電流相等，集電極電流也相等。參考電流為：

(5.1)通常

時，電流源輸出電流近似為參考電流

(5.2)根據lR的大小，UBE可在0.60V~0.75V之間取值。改變Ucc或R可改變lR的值，l0的值也隨之改變，lR和l0如同是一平面鏡兩邊的物與像，故此電路稱為鏡像電流源。5.1.2比例電流源比例電流源如圖5.2所示。由圖可知，兩管基極電位相同，可得到：忽略基極電流lb的影響上式變為

(5.3)由發射結正偏伏安特性方程得： 將上式代入式(5.3)可得：

5.5(5.4)5.1.3微電流源微電流源如圖5.4所示，微電流源是比例電流源的一個特例，即R1=0，由式(5.4)可得

(5.8)此方程為超越方程，利用初等數學無法將I0并到等號的一側。若將等式右側用臺勞級數展開，可得到變量為I0的高次方程，解高次方程，又是數學上的一大難題。實用的方法是試值，先估計一個I0的值，代入等號右邊計算出一個值，二值不等，根據左右大小，再高估或低估另一值，再計算比較，逐步逼近，直到允許的相對誤差即可認定。估值的方法涉及應用數學中的優選法，如瞎子爬法、對折法、0.618(黃金分割)法等等，可以用較少的步驟得到相應近似的結果。

在工程設計上，往往給定lR和I0分別求R和R2即可。例如：當Ucc=12V，lR=1mA，I0=20μA，用式(5.2)和式(5.8)可得：5.1.4MOS電流源由增強型NMOS構成的電流源如圖5.5所示，從放大的角度看，T1管屬百分百的直流電壓并聯負反饋的接法。UGS=UDS它工作于飽和區。進入飽和區的轉移特性方程為：

(5.9)式中—溝道表面電子遷移率W/L—溝道寬長比COX—柵極單位面積電容

=ΔL/LUDS—溝道長度調制參數設T1、T2兩管溝道寬長比不同，其余結構電參數相同，則可求得

(5.10)由于式(5.9)中有項存在，使得場效應管T2的輸出電阻R0不大，不能成為真正意義上的恒流源，需改進，如圖5.6所示，該圖稱改進型威爾遜恒流源。由于T1、T2兩管具有相同的UGS和UDS，所以式(5.10)可改寫為

(5.11)集成電路制造商可根據兩管溝通寬長此來解決I0的需求。此外T2的輸出電阻是T4的電流串聯負反饋電阻，使得T4管輸出阻大大提高，更具恒流特性。5.1.5有源負載電流源作為有源負載有兩種基本電路，分別是有源負載共射放大器（如圖5.7）和有源負載射極輸出器（如圖5.8）。在這兩圖中，電流源作為放大管的負載電阻，提供給放大管的靜態直流工作電流。通常電流源的動態（交流）輸出電阻遠大于負載電阻，于是放大管輸出的動態（交流）電流幾乎全部進入負載，提高了放大器的動態增益。雙極型晶體管輸出特性曲線如圖5.9所示。由于集電結反偏電壓UCB的變化使得基區寬度發生變化，此稱之為基區寬度調制效應，于是放大區的特性曲線發生傾斜，將這些傾斜線向左延伸，交于UCE軸上的一點，此點電壓稱歐拉電壓，記作UA。通常雙極型管的歐拉電壓約為100V以上。由晶體管的輸出電阻的定義可得：

(5.12)

若Ic=1mA，=100，則rce≈100K，rbe≈3K

若Ic=0.1mA，=100，則rce≈1M，rbe≈26K5.2差動放大器差動放大器又稱差分放大器，幾乎所有集成運算放大器的輸入級都采用這種電路，因為它對抑制零點漂移，提高共模抑制比起到關鍵的作用。

5.2.1零點漂移在直接耦合放大電路中，通常把輸入信號為零時的輸出電壓（或電流），也即是靜態輸出工作點的電壓（或電流）作為參考電壓（或參考電流），稱為“零點”。“零點”絕不是專指電位為零的那個端點，不可望文生義。如果直接耦合放大器（或稱直流放大器）的電源電壓發生波動，或者環境溫度發生變化，都會引起“零點”的電壓（或電流）值發生變化，而這種變化是緩慢的，人們稱之為“零點漂移”晶體管的直流參數、UBE和ICBO均是溫度函數。在常溫下，隨溫度的升高，將引起和ICBO的增大和UBE的減小，這都使集電極電流Ic增大，集電極發射極間電壓UcE減小，產生零點漂移。在工程中，往往需要放大一些緩慢變化的弱信號，在直接耦合放大器的輸出端將出現信號的物理量和零點漂移的物理量的迭加。假若信號物理量遠大于漂移物理量，人們可以忽略漂移的影響，認為輸出物理量就是信號量。若信號物理量與漂移物理量之比相當或者更小，人們無法區分這兩種物理量，這種放大將失去意義。衡量放大器零點漂移的程度，或者說大小，采用溫度漂移，簡稱溫漂的技術指標。人們通常規定：溫度每升高1℃時，引起放大器的等效輸入漂移量稱為溫漂。例如：某直流放大器在基準環境溫度為20℃時，直流放大倍數為100倍，輸入信號為零時，輸出端電壓為4V，若環境溫度上升到30℃時，輸入信號仍為零，而輸出電壓為4.05V。輸出端漂移電壓為0.05V，該電壓除以放大倍數，就是折合到輸入端漂移電壓為0.5mV，再除以溫度變化量便是溫度漂移，為50μV/℃。克服零點漂移最有效的措施之一，就是采用差動放大器。5.2.2差動放大器的工作原理1.靜態分析差動放大器的基本電路如圖5.10所示。假設T1和T2管電參數完全一致，電路兩邊結構、阻值完全對稱。當兩輸入電壓Ui1和Ui2都為零，即兩輸入端同時接地時。圖中各物理量估值如下，由于基極電阻RB的阻值和基極電流IB的值通常均很小，不考慮的RB電壓降可得即輸入信號為零時，輸出信號也為零。2.差模信號與共模信號雙端輸入信號分別是Ui1和Ui2

，現在定義：兩輸入信號之差為差模輸入信號，記作Uid。

Uid=Ui1—

Ui2(5.13)定義：兩輸入信號之平均值為共模輸入信號，記作Uic。Uic=(5.14)例如：Ui1=30mV,Ui2=20mV,則差模信號為Uid=10mV，共模信號為Uic=25mV。我們稱該放大器兩輸入端，加有一對大小相等（均為5mV），極性相反（左端正，右端負）的差模信號，同時兩輸入端又加有一對大小相等（均為25mV）極性相同（左、右端均為正）的共模信號。3.小信號差模特性分析當兩輸入端僅有差模信號而沒有共模信號時，設左正右負，則T1管射極電流增加的量與T2管射極電流減少的量相等，則IE不變，UE也不變。換句話說，RE中沒有交流電流流過，則兩管發射極可視為交流接地。該差放交流等放電路如圖5.