精品文檔-下載后可編輯雙頻帶低噪聲放大器設計-設計應用摘要：基于Jazz0.35μmSiGe工藝，設計了一款能夠在1.8GHz和2.4GHz不同頻段帶獨立工作的低噪聲放大器。放大器使用噪聲性能優良的SiGeHBT,采用Cascode結構減少米勒效應的影響。輸入電路采用由兩次連續的頻率變換和電路轉換得到的雙頻濾波電路，輸出端用射隨器實現50Ω阻抗匹配。結果表明，該低噪聲放大器在1.8GHz和2.4GHz兩個工作頻點，S21分別達到30.3dB和28.3dB,S22分別為-19dB和-20dB,噪聲分別為3.42dB和3.45dB。

隨著通信技術的迅猛發展和通信業競爭的加劇，在射頻微波系統中，尤其是在無線通信系統中，對可以在多頻段和多標準下的移動通訊設備的需求日益增大。為了充分地利用頻譜資源，同時實現高質量的通信，在通信系統中設置能同時工作的多個通信頻段的有效途徑之一，就是研究和開發高性能RF功能模塊。低噪聲放大器工作在無線接收機的前端，是無線接收系統的關鍵器件。針對雙頻通信系統，若按照傳統的設計方法，每一個通信系統都有一套獨立的電路元件，不僅會將電路復雜化，同時還會提高生產成本，造成空間的浪費[1]。若采用可以同時處理兩個頻段的雙頻器件，則可以小型化雙頻通信系統，提高系統的可靠性和穩定性。多頻帶射頻低噪聲放大器可以有效地提升系統的通訊容量，減小芯片面積成本，增加射頻芯片的設計靈活性。

本文采用雙頻濾波器級聯寬帶LNA的解決方法，設計了一款能在1.8GHz和2.4GHz兩個工作頻段工作的低噪聲放大器。使用噪聲優良的SiGeHBT組建放大電路，采用cascode結構消除Miller電容的影響。輸入匹配電路為本次設計的工作重點，采用頻率轉換技術，可以在兩個工作頻段發生諧振，并與50Ω匹配。輸出端采用射隨器增強負載驅動能力。

1放大電路設計和器件選擇

圖1是本文設計的SiGeHBT寬帶LNA的電路結構。Q1、Q2、Q3均為SiGeHBT。Q1和Q2構成的cascode結構作為輸入級，具有較高的輸入阻抗，且具有良好的反向隔離性，提高了電路的穩定性。Q3組建成射隨器，提高了驅動能力。

由于放大電路中有源器件起主導作用，所以設計中選擇合適的有源器件非常重要。在相同的電流損耗的情況下，SiGe與CMOS相比，在增益和噪聲性能方面有本質的提高，因此本文選擇SiGeHBT作為低噪聲放大器的有源器件。

圖1CascodeLNA電路結構

噪聲系數由晶體管的噪聲系數決定，其噪聲和增益表達式如下：

由式（1）可知，NFmin與跨導gm成正比、與特征頻率fT成反比；G與跨導gm和特征頻率fT均成正比，而在低噪聲放大器設計中，我們需要選擇較小的噪聲系數和較大的增益。由于跨導gm和特征頻率fT與集電極電流IC成正比，因此可以通過選擇合適的集電極電流IC獲得的跨導和特征頻率fT。

晶體管的幾何尺寸對增益和噪聲也有影響。發射極指的寬度越小，基極電阻越小，因此發射極指的寬度越窄，噪聲系數越小，增益越高。在條寬限制的情況下，發射極指條長越長，基極電阻越小，從而提高增益和減小了噪聲系數。因此較窄的發射極指寬度和較長的發射極指長度提高了增益和噪聲性能[3]。本文選用Jazz0.35μmSiGe庫中發射極指長為20μm,發射極指寬為0.35μm的SiGeHBT,靜態工作點的集電極電流為7mA。

2匹配電路設計

2.1雙頻濾波器的設計

低通原型濾波器以及其相應特性如圖2所示，其中g0、g1、g2、g3是歸一化低通原型濾波器的電路參數值，它們由給定的濾波器特性決定。ΩC是低通原型濾波器的截止頻率，？？為濾波器的帶內波紋系數。

圖2低通原型濾波器以及其頻率響應

為了把低通原型濾波器變換為一個帶通濾波器，需要對標準濾波器的響應進行平移和比例變換，通過引入一個頻率變量ω'代替歸一化頻率Ω，對低通原型濾波器進行頻率變換，其變換式為：

其中ω0為帶通濾波器的中心角頻率，FBW為相對帶寬。轉換后的帶通濾波器以及其頻率響應如圖3所示。

圖3帶通濾波器以及其頻率響應

為了得到雙頻帶通特性，還需繼續采用頻率變換，引入頻率變量ω替代ω',頻率變換關系為：

其中：

ω1和ω2為通帶和第二通帶的中心角頻率。

經過第二次頻率變換以后，帶通濾波器中的電感被LC串聯諧振電路取代，電容被LC并聯諧振電路取代，得到的濾波器電路及其頻率響應如圖4所示。

圖4雙頻帶濾波器及其頻率響應

其中：

2.2阻抗匹配

本文選用切比雪夫低通原型濾波器進行電路轉換，對得出雙頻濾波器原型反歸一化，其輸入輸出阻抗均為50Ω。那么只需要將后端放大電路的輸入輸出阻抗匹配到50Ω，就可實現功率的傳輸。

其中，輸出級由射隨器構成，其輸出阻抗為1/gm,通過調節射隨器的直流偏置，可以將其輸出阻抗在中心頻率附近達到50Ω。而輸入匹配電路可由L型LC網絡構成，局部電路結構如圖5（a）所示，其電路可等效為圖5（b）。

圖5輸入匹配電路

其中C'21為C21與C、Cbe并聯形成的等效電容，L'21為L21與L并聯形成的等效電容。V為輸入信號電壓，K=C/（C+Cbe）。因此我們只需要微調C21和L21的數值就可以達到匹配的目的。為了減小前端濾波器的頻點響應特性的影響，根據頻率轉換理論，需要保證：

3雙頻段低噪聲放大器設計與結果

3.1電路設計

圖6是本文設計的雙頻段低噪聲放大器的完整電路。選用Jazz0.35μmBiCMOS工藝制備的SiGeHBTs作為有源器件。Q1、Q2和Q3使用相同的晶體管，每個晶體管包含三個發射極條，每個發射級條長20μm,條寬0.3μm。電源電壓為5V,集電極電流為7mA。R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7為直流偏置電阻。C1、C2、C3、C4是理想的隔直電容。在1.8GHz和2.4GHz的頻點時，輸入輸出阻抗接近50Ω。

圖6雙頻帶低噪聲放大器

3.2仿真結果

用ADS2022對本文設計的雙頻帶放大器進行仿真。圖7（a）給出了LNA輸入輸出的匹配情況，S11在兩個頻段達到了-12dB以下，S22在兩個頻段基本都在-19dB。圖7（b）是增益的仿真結果，S21在1.8GHz和2.4GHz下分別為30dB和28dB。

圖7S參數仿真結果

圖8給出放大器的噪聲系數，在1.8GHz和2.4GHz頻點時，噪聲系數分別為3.42dB和3.45dB。

圖8噪聲仿真結果

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