本文格式為Word版，下載可任意編輯——424高頻諧振功率放大器的效率和輸出功率4.2.4高頻諧振功率放大器的效率和輸出功率功率放大電路實質上是依靠鼓舞信號對基極電流以及集電極電流的控制，把集電極電源的直流功率轉換為負載回路的交流功率，轉換效率越高，就可以在同樣的直流功率下輸出更大的交流功率。追求高轉換效率是功率放大電路的基本設計要求之一。

由圖4—12可見，高頻諧振功放集電極輸出電壓uCE中包含直流分量與交流分量，其交流分量與ub波形一樣，但相位相差

?。

Icm12)2R??VcmIcm1211Vcm2?VcmIcm1?2R?22放大器輸出的基波功率Po

Po?(（4.2.21）

電源提供的直流功率PD

PD?IcoVcc（4.2.22）

根據能量守恒定律，集電極耗散功率為PC

PC?PD?Po（4.2.23）

集電極效率C

??c?Po1VcmIc1m1???g1(?)（4.2.24）

PD2VI2CCCOIc1m?1????式中g1????稱為波形系數，是導通角?的函數；ICO?0???Vcm??VCC稱為集電極電壓利用系數，它總是小于1的。

由式（4.2.24）可知，要提高效率?C，有兩種途徑1）一種是提高集電極電壓利用系數?，即提高Vcm，而

Vcm?Ic1mR?是輸出基波電壓的幅值，R??Qe?0L，通過

提高回路的有載品質因數來實現增大R?；

2)另一種是提高波形系數g1。由圖4—11可知，導通角?越小，g1越大，效率?c越高，但?1???卻越小，輸出功率Po和效率?C，o也就越低。為了兼顧輸出功率P必需選取適合的導通角??1。如取??120時，

????達

到最大值，輸出功率最大，但g1???的值相對較小，

?集電極的效率僅為64%左右；若取??70，此時雖然

?1???的值相對減小，輸出功率有一定程度下降，但

集電極的效率可達到85.9%。因此在工程設計中

?的

?取值尋常在65??75?之間。??70左右為最正確導通角，

可兼顧輸出功率和效率兩個重要指標。

圖4—12諧振功率放大器各級電壓、電流波形

1還有一個應當注意的問題，集電極損耗pc?2???iu??cCEd?t，減

小ic與uCE的乘積，可減小晶體管的瞬時損耗。由圖4—12可以看出，當晶體管集電極電流ic最大時，晶體管的集電結壓降uCE最小，這時它們的乘積最小，也即晶體管的損耗最小，而要達到這個要求，晶體管的集電極負載回路必需工作在諧振狀態。可見，一旦負載回路失諧，將導致放大器的損耗功率增加，效率降低。

4.2.5諧振功率放大器的效率與工作狀態

諧振功率放大器的效率與其工作狀態有密切關系。圖4—12給出甲、乙、丙三種工作狀態的相應波形。

圖4—12甲、乙、丙三種工作狀態的波形

取

Vcm???1(這里做了什么近似？)，從圖4—12可知

VCC1）選擇QA為靜態工作點，功放工作于甲類工作狀態，整

個周期內晶體管都是導通，??180?，

?1(?)??1(180?)?0.5，

?0(?)??0(180?)?0.5

g1?180??1

?11Vcm?C??g1(?)??1

22VCC當靜態工作點QA位于交流負載線中心時，Vcm?VCC，

Vcm???1?，cmaxVCC?50%

2)選擇QB為靜態工作點，功放工作在乙類工作狀態，晶體管在半個周期內導通，??90?，?1(?)??1(90?)?0.5由式（4.2.15）、（4.2.16）可得

圖4—13

圖4—14虛擬電流法求解動態特性

首先確定虛擬工作點Q。

在Q點，?t?2，由式（4.3.2）可知

?uCE?VCC?uc?VCC?Vcmcos由式（4.3.1）可知

?2?VCC，

uBE?VBB?ub?VBB?Vbmcos?2?VBB，

iC?gc(uBE?UBZ)?gc(VBB?UBZ)?IQ。

該電流為“負值〞，晶體管電流是不能反向滾動的，因此IQ實際上是不存在的，僅僅是為了確定Q點，我們稱其為虛擬工作點電流。

確定動態特性曲線上的另外一點A。在A點，?t?0，由式（4.3.2）可知

uCE?uCEmin?VCC?uc?VCC?Vcmcos0?VCC?Vcm（4.3.7）

由式（4.3.1）可知

?uBE?uBEmax?VBB?ub?VBB?Vbmcos0??VBB?Vbm（4.3.8）

連接AQ可作出動態特性曲線，與uCE軸交于B點。在導通

角2?內，晶體管導通，iC?0在導通角2?之外，iC?0，

即晶體管截止。晶體管開始截止發生在B點，B點到Q點一段虛線是為作圖需要而畫，實際上，此時晶體管截止，由動態線BC表示，因此整條動態線由AB—BC構成。

（3）動態負載電阻與導通角的關系

動態特性曲線斜率gd的倒數，稱為丙類放大電路的動態負載電阻Rd。由圖4—14可知

icmax?1???icmaxADtg????BDVcm?Vcmcos?Vcm(1?cos?)?1???

=（4.3.9）

所以（4.3.10）

由式（4.3.10）可見，丙類功率放大電路的動態負載電阻Rd，不僅與回路的諧振電阻R?有關，還與導通角?有關。

4.3.2高頻功率放大器的負載特性

當放大器集電極電壓VCC，基極偏置電壓VBB及輸入信號幅值Vbm保持不變時，回路負載電阻Ic1m1?Vcm(1?cos?)?1???=

11?

R??1???(1?cos?)RdRd?R??1???(1?cos?)

R?變化，從而引起放大器的集電極電流Ico、Ic1m、回路電壓Vcm、輸出功率

Po、

效率?c等發生變化。高頻功率放大器的這個特性稱為負載特性，它是高頻功率放大器的重要特性之一。

1丙類功率放大器的三種工作狀態

當丙類功率放大器的回路諧振電阻R?變化時，動態負載線的斜率

11=由式（4.2.10）可知，RdR??1???(1?cos?)也會隨之改變。

VBB、Vbm確定后，?就不變了，這時Rd的變化完全由R?決

VBB和Vbm確定后，R?定。當VCC、

1R增加，則動態線的斜率d減小，這時，動態線上的Q點位置不變，動態線會以Q點為軸逆時針旋轉，圖4—15表示在三種不同負載電阻時，所對應的三條動態線及相應的電流、電壓波形。根據晶體管在信號的一個周期內是否進入飽和區，將丙類功率放大器的工作狀態分為欠壓、臨界和過壓三種狀態。若在整個信號周期內，晶體管工作部不進入飽和區，也就是說在任何時刻都工作在放大區，稱功放工作在欠壓狀態；若晶體管工作時有部分時間進入飽和區，則稱功放工作在過壓狀態。

圖4—15

R?變化對動態特性線的影響

功放三種工作狀態的判別方法：

?uBE?VBB?Vbmcos?t，uCE?VCC?Vcmcos?t。

當?t?0時，uBE?uBEmax?VBB?Vbm，

uCE?uCEmin?VCC?Vcm

uBEmax和uCEmin同時發生，uCE很小時，晶體管進入飽

和區。

當?t??時，uBE?uBEmin?VBB?Vbm，

uCE?uCEmax?VCC?Vcm。

uBEmin和uCEmax同時發生，uCE很大時，晶體管進入截止

區。

可根據uCE的大小判斷晶體管的工作狀態，還可根據uCEmin的大小判斷功放所處的工作狀態。1）當uCEmin?uCEsat時，在任何時刻晶體管都工作在放大區，對應于uCE最小值和uBE最大值的A1點處于放大區，這種工作狀態稱為欠壓狀態，對應于圖4—15中的AQ，1此時R?和Vcm都較小。式中uCEsat為臨界飽和電壓，是

uBEmax線與臨界飽和線A2O的交點所對應的uCE值。

2）當uCEmin?uCEsat時，這種工作狀態稱為臨界狀態，對應于圖4—15中的A2Q。3）當uCEmin?uCEsat時，晶體管工作有部分時間進入

iAQ飽和區，得到相應的動態線3，此時C出現凹陷。其原

因在于：丙類功放的負載是諧振回路，具有良好的選頻能力，諧振回路兩端的波形是連續的正弦波形，工作點達到A3后，

uBE還沒達到最大值，Vcm也未達到最大值，還未輸出完整

的正弦波形，uBE要繼續增大、uCE進一步減小，一直達到由uCEmin與uBEmax決定的A5點，完成輸出連續的正弦波形，

此時，晶體管進入飽和區，如圖4—15所示。進入飽和區之后，uCE任何微小的變化會導致iC迅速下降，工作點沿著臨界飽和線從

A3下移到A4點，A4與A5點具有一致的uCEmin。

實際上，A5點并不存在，畫出A5點只是為了找出相對應的

uCEmin，從而確定實際工作點為A4，這種工作狀態為過壓狀

態。對應集電極電流是一個有凹陷的余弦脈沖。峰值對應于

A3，谷點對應于A4。假使負載是電阻，則電流波形不可能出

現凹陷。余弦電流脈沖一旦出現凹陷，余弦電流脈沖波形分解系數求直流分量、基波分量等不再適用。

2丙類功率放大器的負載特性

當VCC、VBB、Vbm、gc、UBZ一定的條件下，Q點固定不變。隨著R?增加，A點由A1移到

A2、A3，如圖4—15所示，

也就是說，隨著R?增加，丙類功率放大器的工作狀態由欠壓狀態變到臨界狀態，然后進入過壓狀態。

原因：cos??(UBZ?VBB)Ubm不變，導通角?為常數，因

此gd的絕對值與R?成反比。

課本圖3.2.7丙類功率放大器的負載特性

解釋圖3.2.7

在欠壓區，R?增加，，A點在uBEmax上由A1移向A2，處于放大區。所以iCmax變化不大，uCE對iC的影響很小，uBEmax基本與橫軸平行。略有下降，如圖4—15所示。IC1m，ICO基本保持不變，

Vcm?IC1mR?隨R?增加近似線性增大。R?、Vcm均按線性增加，而

Po?Vcm2o隨R?線性增加。VCC不變，(2R?)，所以在欠壓狀態下，PR?增加時，ICO略有下降，PD?VCCICO也略有下降。由于PD基本

不變，Po隨R?線性增加，PC?PD?Po，所以PC隨R?增加而減小。

?C?PoPD隨R?增加而增大，

以上分析可得出如下結論：

1）在欠壓工作狀態的大部分范圍內，輸出功率PoVcm和集電極效率都較低，在欠壓嚴重時，R?很小，

P很小，Po很小，uCE很大。D基本上都消耗在集電

結上，集電極損耗極大，會導致晶體管燒毀，必需盡量避免諧振回路嚴重失諧導致負載短路。由圖3.2.7可見，在欠壓區，電流IC1m不隨R?變化，因

此欠壓狀態的放大器可看作一個恒流源。2）臨界狀態時，iC仍為一余弦脈沖，其幅值iCmax較大，和欠壓區基本一致，但此時Vcm很大，uCE很小，因此，放大器在臨界狀態下輸出功率大，放大器效率也較高。臨界狀態是丙類功放的最正確狀態，尋常將功率放大器在臨界狀態時相應R?的值稱為諧振功率放大器的匹配負載，用

Ropt表示。工程上這

個電阻值可以根據所需輸出信號功率Po由下式近似確定

Ropt1Vcm21(VCC?VCEsat)2??2Po2Po（4.3.11）

3）過壓狀態

弱過壓狀態時，輸出電壓基本不隨R?變化，過壓狀態的放大器可視為恒壓源，這時集電極效率最高，

深度過壓時，iC波形出現嚴重凹陷，輸出基波減小，諧波增多，設計中應盡量避免。

4.3.3高頻功率放大器的調制特性

高頻功率放大電路的調制特性分為基極調制特性和集電極調制特性。

1集電極調制特性

定義：在VBB、gC、UBZ、Vbm、R?不變的條件下，放大器性能隨VCC變化的特性，稱為集電極調制特性。課本圖3.2.10的解釋看掛在網上的PPT

結論很重要：由圖4—17（b）可見，在欠壓區，改變VCC對Vcm影響不大，只有在過壓區，VCC才能有效的控制Vcm，從而實現調幅。所以集電極調幅電路應工作在過壓區。

圖4—17高頻功率放大器的集電極調制特性2基極調制特性

定義：在VCC、gC、UBZ、Vbm、R?不變的條件下，放大器性能隨VBB變化的特性，稱為基極調制特性。為了使晶體管工作在丙類狀態，基極電源VBB?0或0?VBB?UBZ，增大VBB意味著從負值向小于UBZ的正電壓變化。課本圖3.2.9的解釋看掛在網上的PPT

如圖4—17（b）所示。進入過壓工作狀態后，集電極電流脈寬和高度均增加，但iC出現凹陷，且隨VBB增加凹陷加深，使Ic1m減小，而uBEmax增加使得Ic1m增加，這二種趨勢相互中和，

使Ic1m和Vcm基本保持不變。

結論很重要：由基極調制特性可看出，在過壓狀態下，基極電壓VBB改變時，Vcm基本保持不變；只有在欠壓狀態時，

Vcm隨VBB單調變化。所以高頻功放只有工作在欠壓區才能有效地實現VBB對輸出電壓Vcm的調制，也就是說基極調幅電路應工作在欠壓區。

圖4—17高頻功率放大器的基極調制特性4.3.4高頻功率放大器的放大特性

定義：在VCC、VBB、gC、UBZ、R?不變的條件下，放大器性能隨Vbm變化的特性，稱為放大特性。Vbm改變時，對功放性能的影響與基極調制特性相像。它們都使uBEmax隨之增大，對應的集電極脈沖電流iC的幅度和寬度均增大，放大器的工作狀態由欠壓工作狀態進入到臨界工作狀態，最終進

入過壓工作狀態，如圖4—18所示。在欠壓狀態時，Vcm隨

Vbm近似線性地增大；進入過壓狀態后，集電極電流出現凹

陷，且隨著Vbm的增大，脈沖寬度增加，凹陷加深。因此ICO、

Ic1m和Vcm隨Vbm變化的特性與基極調制特性類似。圖4—19

給出線性功率放大器和振幅限幅器的作用。由放大特性可知，在欠壓區，當Vbm增大時，iCmax和?都隨之增加，導致

ICO、Ic1m和Vcm隨Vbm的增大是非線性的，使放大特性產生失

真，所以丙類諧振功放只能放大高頻等幅信號（如載波、調頻和調相波）。若把諧振功率放大器作為線性功率放大器，用來放大調幅信號，如圖4—18所示，為了使輸出信號振幅

Vcm線性的反映輸入信號振幅Vbm的變化，不僅應使放大器

必需在Vbm變化范圍內工作在欠壓狀態，還應設法消除丙類功放由于Vbm的增大而產生的放大特性失真。實際電路中除了采用負反饋等措施來消除放大特性失真外，還普遍采用乙類工作的推挽電路，以使集電極電流脈沖保持半個周期（即

?保持不變），此時Vcm和Vbm成線性關系。

由圖4—19可知，諧振功率放大器用作振幅限幅器時，需將振幅在較大范圍內變化的輸入信號轉換為振幅恒定的輸出信號，這時放大器必需在Vbm變化范圍內工作在過壓狀態，也就是說，輸入信號振幅的最小值應大于臨界狀態所對應的

Vbm值，尋常該值稱為限幅門限值。

圖4—18高頻功率放大器放大特性

圖4—19線性功率放大器和振幅限幅器的作用

4.3.5高頻功率放大器的調諧特性

前面探討的負載特性，放大特性，調制特性都是假設負載回路處于諧振狀態，因而負載浮現為純電阻。在實際使用中，不可能回路正好處于諧振狀態，必需進行調諧，一般是通過改變電容C來實現的。

定義：功放的電流ICO,IC1m和Vcm等隨電容C變化的特性稱為調諧特性。利用調諧特性可以指示放大器是否處于調諧狀態。當回路失諧時，無論感性失諧（諧振回路阻抗呈感性），還是容性失諧（諧振回路阻抗呈容性），阻抗Z?模值都將小于R?（即Z?路。

一般功放調諧時都工作在弱過壓狀態。當回路失諧時，由于Z??R?，功放向臨界及欠壓狀態變化，此時ICO,Ic1m增

，并聯諧振在失諧嚴重時，相當于短?R?）

1VcmIC1mcos?，式大，直流功率PO?D較大，而交流輸出P2中?為失諧引入的附加相移，失諧使Ic1m增加，但Vcm減小，（∵Z?減小），因此有P圖O下降，而耗散功率PC迅速增加。4—20給出丙類功率放大器的調諧特性，利用這種調諧特性可以指示放大器是否調諧。負載回路實現調諧的標志，無論向哪個方向改變C，ICO,IC1m都增加，標志著回路已調諧了。

在實際功放調諧操作過程中使用的方法：

①因ICO變化明顯，且可使用直流電流表來指示，所以尋常采用監控ICO指示調諧；

②由于失諧后，PC迅速增加，因而調諧過程中動作盡可能迅速，使晶體管處于失諧狀態的時間盡可能短。為避免調諧過程損壞晶體管，在調諧時，應降低VCC，減小鼓舞電壓Vbm。

圖4—20丙類功率放大器的調諧特性4.4高頻功率放大電路

高頻功率放大器的管外電路由兩部分構成：直流饋電電路和濾波匹配網絡。

4.4.1直流饋電電路

直流饋電電路指的是把直流電源饋送到晶體管各極的電路，它包括集電極饋電電路和基極饋電電路兩部分。集電極、基極饋電電路都有串聯饋電（簡稱“串饋〞）和并聯饋電（簡稱“并饋〞）兩種基本形式。串饋是指晶體管，諧振回路，直流電源三者串聯；并饋是指晶體管，諧振回路，直流電源三者并聯。無論哪一種饋電方式，都要遵循共同的準則。（1）直流能量有效地加到晶體管集電極回路或基極回路上，不應再有其它損耗直流能量的元件，設計良好的饋電電路交流阻抗應較大，從而使達到電源的高頻信號及其諧波分量盡可能的小，以免造成電源電壓波動，這種波動會干擾共用電源的正常功能，從而造成系統工作性能的降低，甚至不穩定。為此，饋電電路應設計成對交流開路，對直流短路。實際饋電電路中經常接入退耦電路，由耦合電容和隔交通直的高頻扼流圈構成。也就是說，要保證直流有自己的通路，而這個通路不應有交流信號流入，如圖4—21（a）所示。

I（2）高頻基波分量c1應有效的流過負載回路，以產生所

需要的高頻輸出功率，除了輸出回路以外的電路，應盡可能小的損耗基波分量的能量，也就是說，除輸出回路以外的電

I路對c1來說應當是短路，其等效電路如圖4—21（b）所示。

（3）除倍頻器外，高頻諧波屬于濾除對象，不應消耗功率，即所有電路都應對其浮現短路，其等效電路如圖4—21

（c）所示。

圖4—21饋電電路對不同電流分量的等效電路1集電極饋電電路

功能：將直流電源VCC無耗地加在功放管集電極上。集電極饋電電路分串饋和并饋兩種，如圖4—22給出了兩種饋電方式。圖中LC為負載回路，LC為高頻扼流圈RFC（RadioFrequencyChoke）。它對直流可近似認為是短路的，對高頻則浮現很大的阻抗，可近似認為是開路的，用于阻止高頻電流流入電源。CP是高頻旁路電容，CC是隔直耦合電容。CP、

CC對高頻應浮現很小的阻抗相當于短路。要求

?XRFC??LC?(50～100)XCC?11?X??R??CC?C50～100C?（4.4.1）

式中R?是諧振回路的等效諧振電阻。

圖4—22集電極饋電電路

無論串饋還是并饋，直流電壓與交流電壓總是串聯的，且VCC的一端必需接地，否則

電源的分布參數將限制工作頻率的提高。從圖4—22可看出，基本關系式uCE?VCC?Vcmcos?t對于兩種電路都是成立的。串、并饋電電路的優缺點：①并饋電路中，饋電支路與諧振回路并聯，饋電支路的分布電容將使放大器c-e端總電容增大，限制了放大器在更高頻段上工作。

②串饋調諧回路通過旁路電容CC直接接地，處于高頻低電位，所以饋電支路的分布電容不會影響諧振回路的工作頻率，串饋適合于工作在較高的頻率，并聯饋電一般適用于低頻電路。

串饋的缺點：調諧回路處于直流高位，有時大功率高頻諧振功放級采用電子管，VCC達數千伏。調整時簡單觸上高壓，發生危險。而并饋可避免該危險。

2基極饋電電路

基極饋電電路也可分為串饋和并饋兩種。對基極饋電電路的基本要求是，輸入信號電壓ui(t)應有效的加到基極和發射極

之間，而不被其它元件旁路或損耗。直流偏置電壓VBB應有效的加到基極和發射極之間，而不被其它元件所旁路。固定偏置電路如圖4—23所示。圖中CP是高頻旁路電容，CC是隔直耦合電容，LC為高頻扼流圈RFC。為了使功放工作于丙類，基極偏置電壓一般要加上負偏壓。若采用固定偏置電路，意味著需要一組負電源提供裝置，這往往給饋電帶來麻煩。為了避免這種麻煩，因此實際工程設計中較少使用固定偏置電路。丙類功率放大器中經常采用自給偏置的方式來獲取基極偏置電壓。尋常有三種方式產生基極偏置電壓，分別是自給基極偏置、自給發射極偏置和零偏置，如圖4—24所示。自給偏壓是指利用射極電流或基極電流的直流成分通過一定的電阻