第8章系統供電8.1穩壓器8.2鋰電池充電管理8.3電源監控8.4開關電源

電源穩壓器可分為線性穩壓器和開關升壓降壓穩壓器。8.1穩壓器

（1）、最大輸出電流Iomax

（2）、輸出電壓VO

直流穩壓器主要指標（3）、紋波電壓。是指疊加在VO上的交流分量，其峰峰值△VOPP一般為mV級。通常用示波器測其峰峰值或交用流電壓表測其有效值。

（4）、電壓調整率。是指在負載和溫度恒定的條件下，輸入電壓變化時，引起輸出電壓的相對變化。

有時也用穩壓系數來表征，穩壓系數直流穩壓器主要指標（5）、負載調整率。是指負載電流從零變到最大時，輸出電壓的相對變化。

（6）、輸出電阻。直流穩壓器主要指標（7）、轉換效率。是指輸出功率與輸入功率比值的百分比。

?＝(PO/Pi)*100%

直流穩壓器主要指標8.1.1線性穩壓器

線性穩壓器是電壓轉換電路中最常用也最易用的一種IC器件，其特點是：輸出電壓比輸入電壓低，輸出紋波小，工作產生的噪聲低；但發熱量大，效率低，體積大。

根據輸出方式的不同可分為：固定式線性穩壓器、可調式線性穩壓器和可關斷式線性穩壓器。

1.固定式線性穩壓器Vi1）、電源變壓器的選擇

Vi取9V，則V2取8V，加到二極管整流橋上的電壓為2*8V=16V。2）、濾波電容選取RLC≥(3~5)*(T/2)2.可調式線性穩壓器圖8-2LM317和LM337常用電路2在要求電壓可調的應用中，LM317具有極好的性能，而且它的輸出電流又可達到1.5A，輸出電壓在1.2V～37V之間連續可調，所以就不需要儲備許多固定電壓穩壓器。

3.可關斷式線性穩壓器

圖8-3LC1458典型應用電路8.1.2開關型升壓降壓器件

線性穩壓器電路設計較簡單，但是當輸入和輸出電壓壓差較大時，器件發熱較大，且輸出電壓要低于輸入電壓(以正電壓輸出為例)。

為了在較大壓差情況下實現較大電流輸出且器件發熱較小，或實現輸出電壓大于輸入電壓的功能，可選擇使用開關型升壓（Boost變換器）、降壓器件（Buck變換器）、降壓和升壓變換器（Buck-Boost變換器）。

DC/DC變換器就是直流/直流變換器，是開關型穩壓電源的核心組成部分。8.1.2開關型升壓降壓器件

把穩壓器當做一個黑盒子，可以看到這個盒子如下圖:

輸入的能量通過黑盒的轉換得到輸出的能量。線性穩壓器是把多余的能量消耗在黑盒中，從而得到需要的Vout。有沒有一種方法減少這種消耗，讓能量更充分的轉化為輸出，而不是變成熱量呢？本節將介紹一種新型電源：開關電源。分析其讓能量高效轉化的原理。

如上圖所示，通過控制開關器件的開通與關斷，負載的平均電壓為：

其中，D=t(on)/T。通過改變占空比D就可以改變負載的平均電壓，這種方法稱為脈寬調制（PWM）。

1、降壓型DC/DC變換電路（Buck）VO=qVi，q~vB占空比D~續流二極管2、升壓型DC/DC變換電路（Boost）VO=Vi/(1-q)

，q~vB占空比3、極性反轉型DC/DC變換電路（Buck-Boost）VO=-qVi/(1-q)

，q~vB占空比三種電路比較無論電感器連接在什么地方，其作用是一樣的。在穩定狀態，電感器的平均電壓為零。V1和V2是不同時刻電感兩端的電壓，是由開關和應用電路電壓決定。如圖：

三個基本開關調整器電路的輸入電壓和輸出電壓關系

設計實例－buck開關電源

例如設計一個BUCK型降壓開關電源，要求輸入電壓范圍10V-15V，輸出3.3V，負載電流2A，效率優先并要求效率90%以上。對電源的功能要求，要求帶緩起（softstart），同步開關和開關頻率可調。

這個電路設計需要經過芯片優化選擇和芯片外圍電路優化兩個步驟。

設計工具：TI:WEBENCH

(/lsds/ti_zh/analog/webench/overview.page)

1、芯片優化選擇

1、芯片優化選擇

進入WEBENCH設計界面，設計要求效率優先，可將優化旋鈕調節在靠近“Highestefficiency”的位置（設計如果要求成本或者體積優先則可以波動到相應的位置），在設計面中看到”featurefilters”，選擇所需要的功能，緩起，同步開關和開關頻率可調。在filterresults”中對效率“efficiency”選項進行修改，拖動滾動條到90%位置。

WEBENCH將按照用戶輸入的條件對電源列表進行選擇，選擇出能滿足條件的電源芯片。

2、外圍元件優化選擇

點擊LM3150的“opendesign”進入芯片外圍電路設計界面。

在設計界面中有幾個地方可以進行優化，一個是“優化旋鈕”在效率、成本、面積之間優化，一個是開關頻率。優化旋鈕下方可以看到優化結果的面積、成本和效率。需要注意的是頻率的選擇框中要打勾才能進行頻率修改。

3、方案的仿真分析（圖表、熱、穩態、緩起）

在WEBENCH的設計界面上有“Charts”和“Schematic”兩個窗口可以對電路進行仿真。這兩個仿真的不同之處在于“Charts”窗口是以圖表的方式將電路的參數隨輸出電流，輸入電壓的變化規律表示出來，“Schematic”窗口是用時域圖和頻域圖表示電路的暫態、穩態以及環路特性。從這兩個仿真的特點可以看出，“Charts”是從宏觀上分析電路，“Schematic”則分析電路的細節。電路設計者需要從整體上查看電路能否滿足輸入和輸出要求時可以進入“Charts”進行仿真，需要檢查電路的時域響應時可以進入“schematic”進行仿真。

4、方案原理圖導出

隨著微電子技術的發展，各種小型化的便攜式設備日益增多，例如手機、數碼相機、筆記本電腦等。為了能夠更加有效地使用這些電子產品，可充電電池得到快速發展。常見的可充電電池包括鎳氫電池、鎳鎘電池、鋰電池和聚合物電池等。其中，鋰電池以其高的能量密度、無記憶性和使用壽命長等優點得到廣泛的應用。目前絕大部分的手機、數碼相機等均使用鋰電池。

鋰電池對充電器的要求比較高，為了有效地控制鋰電池的充電，需要對其充電過程進行密切的監控。目前，一般使用單片機配合一定的充電管理芯片來實現鋰電池充電的智能管理。8.2鋰電池充電管理鋰電池8.2.1鋰電池及其充電概述

鋰離子電池以其特有的性能優勢已在便攜式電器如筆記本、數碼相機、攝像機、手機中得到普遍應用。下面首先介紹鋰電池及其智能充電的要求。

1.鋰電池概述

鋰電池和鋰離子電池是20世紀開發成功的新型高能電池。它是一類由鋰金屬或鋰合金為負極材料、使用非水電解質溶液的電池。鋰電池的正極可以采用MnO2，SOCl2，(CFx)n等。最早出現的鋰電池來自于發明家愛迪生。由于鋰金屬的化學特性非常活潑，使得鋰金屬的加工、保存、使用對環境要求非常高，所以鋰電池長期沒有得到應用。1992年Sony公司成功開發鋰離子電池，使人們的手機、筆記本電腦等便攜式電子設備重量和體積大大減小，使用時間大大延長。由于鋰離子電池中不含有重金屬鉻，與鎳鉻電池相比，大大減少了對環境的污染。

鋰離子電池由于工作電壓高、體積小、質量輕、能量高、無記憶效應、無污染、自放電小、循環壽命長而成為21世紀發展的理想能源。

鋰電池以及鋰離子電池的主要特點如下：

(1)高能量密度，鋰離子電池的重量是相同容量的鎳鎘或鎳氫電池的一半，體積是鎳鎘電池的40%～50%，鎳氫電池的20%～30%，因此，鋰電池具有更高的重量能量比、體積能量比。

(2)高電壓，單節鋰電池電壓平均為3.6V，等于三只鎳鎘或鎳氫充電電池的串聯電壓。

(3)自放電小，可長時間存放。

(4)無記憶效應，鋰電池不存在鎳鎘電池的所謂記憶效應，所以鋰電池充電前無須放電。

(5)壽命長，正常工作條件下，鋰電池充放電循環次數遠大于500次。

(6)多個鋰電池可以隨意并聯使用。

(7)無污染，由于鋰電池中不含鎘、鉛等重金屬元素，對環境無污染，是理想的綠色電池。

(8)快速充電，如果使用額定電壓為4.2V的恒流恒壓充電器，可以使鋰離子電池在一至兩個小時內充滿。

鋰電池與其他可充電電池相比，其價格相對較高。但是隨著技術的發展，鋰電池的性價比越來越高，目前已廣泛應用在各類便攜式移動設備上。

2.鋰電池充電概述

鋰電池對充電器的要求比較高，為了保護電池和最大化地延長使用壽命，在充電時需要注意如下事項：

(1)對鋰電池需要進行熱保護，防止發熱太大而損害鋰電池；

(2)鋰電池充電需要嚴格控制充電電壓和充電電流；

(3)為了有效利用電池容量，需將鋰電池充電至最大電壓；

(4)防止過壓充電，過壓充電對鋰電池有損害，嚴重影響電池壽命；

(5)充電結束后應及時關斷電源。

為了達到更好的充電效果，一般首先采用預充（小電流），然后用大電流進行快充。當充電達到滿容量的90%后，進行滿充（小電流涓流充電）。在充電過程中，需要采用專業的充電檢測芯片來對充電過程進行檢測，在充電電路中使用單片機來綜合進行管理，可以做到精確的智能控制。使用單片機和充電管理芯片相結合的方法可以有效地保護電池、縮短充電時間并延長電池使用壽命。8.2.2智能充電管理芯片BQ24025

鋰電池智能充電的核心是使用合適的充電管理芯片。目前市場上存在大量的電池充電芯片，它們可直接用于進行充電器的設計。在選擇具體的電池充電芯片時，需要注意如下幾點：

(1)可充電池的數目。有的充電管理芯片可以對多節鋰電池進行充電，有的則只可以對一節鋰電池進行充電。

(2)充電電壓和電流值。充電電流的大小決定了充電的時間，而充電電壓不應超過鋰電池所規定的充電電壓。

(3)充電方式。確定充電過程是快充、慢充還是可控充電過程。

1.?BQ24025概述

BQ24025是常用的鋰電池充電管理芯片。它采用小體積的3mm

×

3mmMLP封裝，可以采用AC電源適配器或者USB電源充電，并能夠自主選擇。在USB電源充電下，可以選擇100mA、500mA兩種充電電流，它具有低壓差比的特點，在低功耗情況下自動進入睡眠模式。工作時允許結溫-40℃～125℃，存儲溫度為

-60℃～150℃，廣泛應用于PDA、MP3、數碼相機、網絡產品、智能電話等電子設備中。其特點如下：

1、輸入電壓范圍：-0.3V～7.0V；

2、功耗：40℃以下為1.5W；

3、AC輸入電壓范圍：最低為4.5V，最高為6.5V；

4、USB輸入電壓范圍：最低為4.35V，最高為6.5V；

5、AC輸入電流ICC：典型值為1.2mA，最大值為2.0mA；

輸出電壓：4.2V；

6、AC充電時輸出電流：最小為50mA，最大為1A；

7、USB充電時輸出電流：100mA時最小為80mA，最大為100mA；500mA時最小為400mA，最大為500mA；

8、控制信號低電平：≤0.4V；

9、控制信號高電平：≥1.4V。圖8-6BQ24025引腳功能圖678910引腳功能：

1腳(AC)：交流（AC）控制輸入電壓端（輸入電壓范圍4.5~6.5V）

2腳(USB)：USB控制電壓輸入端（輸入電壓范圍4.35~6.5V）

3腳(STAT1)：管理狀態輸出端1（開漏）

4腳(STAT2)：管理狀態輸出端2（開漏）

5腳(VSS)：接地腳

6腳(ISET1)：AC管理電池時的電流控制腳，可以超前控制并且使輸入電流逐漸適合AC/USB管理需要的電流值。即通過改變RSET的值來控制恒流充電電流IO(OUT)和充電終止的電流門檻值IO(TAPER)。

7腳(ISET2)：USB管理電池時的電流控制腳（高電平=500mA,低電平=100mA）

8腳(CE)：芯片工作使能端（低電平有效）

9腳(TS)：溫度傳感器輸入端

10腳(OUT)：被控電流輸出端

BQ24025應用電路如圖8-7所示，該芯片既可由AC適配器供電，又可由USB端口供電，當這兩者同時接通時，AC適配器提供的電源優先。圖8-7BQ24025應用電路

2.?BQ24025功能

BQ24025芯片具有溫度保護功能，電池內部采用溫敏電阻檢測蓄電池的溫度，將得到的電壓信號輸入到TS引腳，電路如圖8-8所示。芯片內部有兩個比較電壓ULTF(典型值2.5V)和UHTF(典型值0.5V)，當TS引腳的電壓在這兩個電壓值之間時，可以正常充電，一旦超出這個范圍立即通過內部的功率FET停止充電并暫停充電定時器(不復位)，當溫度回到正常范圍時恢復充電。采用一個103AT系列的溫敏電阻時，溫度保護范圍是0℃～45℃，用戶可以通過增加兩個電阻來修改溫度保護范圍。圖8-8中，ITS

=

102μA。圖8-8BQ24025芯片溫度保護示意圖鋰電池引腳

3個腳：正極、負極、T極（溫度檢測極）

4個腳：正極、負極、T極（溫度檢測極）、檢測極

溫度檢測極：與負極間連接一個NTC電阻，該NTC電阻負溫度系數熱敏電阻，電阻隨溫度變化，用來反應電池的溫度。

T極（溫度檢測極）：與負極間連接一個ID電阻，該ID電阻有固定阻值,用來標志電池的類型和容量。

BQ24025芯片充電過程可分為四個階段：預充階段、恒流充電階段、恒壓充電階段和充電終止判斷。

(1)預充階段：蓄電池經過深度放電后，電壓降到非常低，當UO<ULOW時，需要先對其以一個較小的電流進行預充電，喚醒蓄電池。在AC適配器供電的情況下，預先充電電流的大小均按以下公式設置：

(8.2.1)查手冊參數表格得:UPRECHG=255mV，KSET=322。預充電時，會自動啟動內部定時器，如果在時間TPRECHG(1800S,30min)到達后，電壓仍然沒有上升到門檻值，芯片會終止充電并在充電狀態輸出引腳輸出一個出錯信號。

(2)恒流充電階段：電池電壓在預充時間段內到達門檻值后，進入恒流充電階段，AC適配器供電情況下，充電電流大小按以下公式設置：

(8.2.2)

USB供電情況下，充電電流大小由ISET引腳的電位決定，低電平時為100mA，高電平時為500mA。

(3)恒壓充電階段：電池電壓上升到UOREG門檻值后，開始恒壓充電，隨著電池電荷的增多，充電電流下降。恒流、恒壓兩階段的安全充電時間TCHG為(25200s，7h)，時間到達后若電流仍未下降到門檻值，芯片最終會終止充電并在充電狀態輸出引腳輸出一個出錯信號。

(4)充電終止判斷：電池充電是否結束以充電電流的大小決定，當電流下降到門檻值ITAPER后，啟動定時器，時間達到TTAPERA(1800s，30min)，充電被終止。電流門檻值ITAPER也可以由電阻RSET設置，公式如下：

(8.2.3)若電流又上升到門檻值ITAPER，將終止定時器。此外，芯片還設置了另一個門檻電流值ITERM，電流降到該值以下時，會立即停止充電。這個功能可以用來判斷電池是否與充電電路脫離或者充電輸出端是否接上一個充滿電的電池。電流門檻值ITERM也可以由電阻RSET設置，公式如下：

(8.2.4)一個充電周期完成后，若電池電壓降到UREG

=

4.1V，則會自動進入下一個充電周期。

BQ24025芯片具有睡眠功能，既無AC適配器供電也無USB供電時，進入睡眠模式，防止電池在充電回路無輸入時放電。

BQ24025芯片具有充電狀態顯示功能，引腳STAT1、STAT2的狀態可以表示芯片的工作狀態，這是兩個漏極開路輸出，需要接上拉電阻，具體的狀態表示如下(ON表示FET開通，OFF表示FET斷開)：

BQ24025芯片具有定時器出錯的恢復功能，一種情況為當出現充電電壓在充電門檻值UREG以上時，定時器出錯，該錯誤恢復方法是等待電池電壓降到UREG以下，清除出錯狀態進入下一個充電周期，這種情況發生在電池帶負載、自放電或電池被移去時。另一種情況為當充電電壓在充電門檻值UREG以下時，定時器出錯，該錯誤恢復方法是輸出一個小電流IFAULT，直到電池電壓上升到UREG，然后按照上一種情況進行恢復。管理流程（見PDF）8.2.3BQ24025的單片機控制

BQ24025芯片可獨立構成充電系統，使用單片機可更好地實現智能控制，如自動斷電、充電完成報警等。圖8-9所示為單片機控制的BQ24025芯片構成的充電系統。圖8-9單片機控制BQ24025芯片電路圖

8.3.1電源監控概述

在系統上電時或由于電源短時間斷電導致系統電源波動時，可能會導致微控制器件程序跑飛或系統死機。為了保證系統正常可靠運行，必須對系統電源進行實時監控，在監測到可能會導致系統不能正常運行的情況時對系統進行復位。電源監控器件就是實現這種功能的芯片。它廣泛應用于微處理器系統、計算機、嵌入式控制器、PDA和手持式設備、電池供電系統、無線電通信系統等。8.3電源監控8.3.2常用電源監控芯片

電源監控芯片種類繁多，各大半導體廠商都有其電源監控系列芯片，在此以Sipex公司生產的電源監控元件(如表8-3所示)為例講解。

表8-3Sipex公司電源監控芯片一覽表續表表8-3為Sipex公司生產的電源監控芯片，該系列芯片的使用方法大致相同，在此以最常用的SP809為例講解芯片的使用方法。

SP809是一種單一功能的微處理器復位芯片，用于監控微控制器和其他邏輯系統的電源電壓。它可以在上電、掉電和節電情況下向微控制器提供復位信號。當電源電壓低于預設的門檻電壓時，器件會發出復位信號，在電源電壓恢復到高于門檻電壓一段時間(230ms典型值)后，這個復位信號才會結束。

SP809有效的復位輸出為低電平。其主要特性如下：

圖8-10SP809引腳封裝圖圖8-11SP809典型應用電路

(1)精確監控2.3V、2.6V、2.9V、3.1V、4.0V、4.4V、4.6V電源；

(2)復位延時時間最小為140ms，典型為230ms；

(3)低電平有效的RESET輸出；

(4)低至0.9V電源時仍能產生有效的復位信號；

(5)小型的三管腳SOT-23封裝；

(6)無需外部配件。

SP809引腳封裝如圖8-10所示。SP809后綴與精確監控電壓值間的關系。引腳功能說明如下：

VCC：電源端；

GND：接地端；

：復位電平輸出端。

其典型應用電路如圖8-11所示，當電源電壓UCC從低于SP809的監控復位電壓到高于SP809的監控復位電壓時，SP809的端口輸出低電平信號并維持230ms，該信號輸出到微控制器的復位引腳，從而使微控制器重新復位，保證微控制器系統上電時可靠復位。8.3.3單片機內部電源監控模塊

在單片機應用系統中，對供電電源的電壓進行監控是非常重要的。MSP430系列單片機中某些型號的單片機集成有供電電壓監控模塊(SVS)，在此介紹SVS模塊的應用。

SVS模塊用來監控AVCC電壓或者外部輸入電壓。當AVCC電壓或者外部輸入電壓小于用戶設定的門限時，SVS將產生一個標志或者產生自動復位信號。SVS具有以下特點：

(1)監控AVCC電壓；

(2)可選擇是否產生復位信號；

(3)

SVS比較器的輸出可以通過軟件進行訪問；

(4)低電壓條件為鎖存方式，并能通過軟件進行訪問；

(5)可以設置14個可選的門限電平；

(6)由于有外部輸入管腳，因此可以監控外部電壓。

為了能夠正確設置SVS模塊，對SVS模塊的寄存器進行簡單介紹。SVS模塊只有一個寄存器：SVSCTL。下面對SVSCTL寄存器的位分配進行簡單介紹，如圖8-12所示。圖8-12SVSCTL寄存器的位分配示意圖

SVSCTL寄存器主要包括以下5個有效的位字段。

VLDx：門限電平設置位字段。該位字段由4個位組成，可以設置14個門限電平，具體的門限電平參看表8-4。

表8-4VLDx的設置值PORON：復位信號產生控制位。當該位為1時，檢測到SVSFG標志后產生復位信號；當該位為0時，檢測到SVSFG標志后不產生復位信號。

SVSON：SVS模塊工作狀態位。該位為只讀位，當該位為1時，SVS模塊處于打開狀態；當該位為0時，SVS模塊處于關閉狀態。

SVSOP：SVS比較器輸出位。當該位為1時，SVS比較器輸出高電平；當該位為0時，SVS比較器輸出低電平。

SVSFG：低電壓檢測標志位。當該位為1時，檢測到低電壓；當該位為0時，沒有檢測到低電壓。

使用SVSCTL模塊時，首先設置門限電平，然后根據需要設置是否產生復位信號，如果產生復位信號，則系統會進行復位，如果不產生復位信號，則程序需要查詢SVSFG標志，如果一旦檢測到該標志為1，則說明檢測到低電壓情況發生，要進行相應的處理。由于SVSFG是被鎖存的，因此軟件在訪問后需要清除該標志。

對于一個系統而言，通常情況下需要將我們日常生活中使用的市電轉換為系統所需電壓，這就需要用到電源。一般情況下，對于小功率場合(<10W)線性電源的成本低于開關電源且設計簡單，從這方面考慮可以應用線性電源。隨著功率的增大，開關電源的成本低于線性電源，因此，在中大功率場合一般使用開關電源。如果從節能環保方面考慮，則應使用開關電源。本節重點介紹開關電源的簡便設計方法。8.4開關電源8.4.1開關電源概述

開關電源是利用現代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源。開關電源一般由脈沖寬度調制(PWM)控制IC和MOSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一點稱為成本反轉點。隨著電力電子技術的發展和創新，使得開關電源技術也在不斷地創新，這一成本反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣闊的發展空間。開關電源高頻化是其發展的方向，高頻化使開關電源小型化，并使開關電源進入更廣泛的應用領域，特別是在高新技術領域的應用，推動了高新技術產品的小型化、輕便化。另外開關電源的發展與應用在節約能源、節約資源及保護環境方面都具有重要的意義。

本節根據工程開發的實際需要，分別介紹小功率開關電源與中功率開關電源的快速設計方法，對于大功率開關電源由于涉及到比較專業的技術，感興趣的讀者可參考相關手冊。8.4.2小功率開關電源

對于小功率開關電源的設計，通常采用單片開關電源集成芯片進行設計，目前能夠提供單片開關電源集成芯片的廠商很多，如美國電源集成(PowerIntegrations，簡稱PI)公司推出的TinySwitch系列及其該系列的升級系列TinySwitch-Ⅱ和TinySwitch-Ⅲ系列等，意-法半導體有限公司(簡稱ST公司)開發出的VIPer12A、VIPer22A等小功率單片開關電源系列產品，荷蘭飛利浦(Philips)公司開發的TEA1510、TEA1520、TEA1530、TEA1620等系列單片開關電源集成電路，美國安森美半導體(ONSemiconductor)公司開發的NCP1000、NCP1050、NCP1200系列單片開關電源集成電路，中國無錫芯朋(Chipown)公司生產的AP8022系列單片開關電源集成芯片。本節以PI公司的TinySwitch-Ⅱ系列的TNY268為例，利用其設計軟件PIExpert介紹小功率開關電源的設計方法及過程。

1.?PIExpert的主要特點

PIExpert是美國PI公司推出的隔離式AC/DC變換器和DC/DC電源變換器設計系統。其主要特點如下：

(1)

PIExpert是基于PC的設計軟件，它能根據設計人員輸入的技術指標來確定開關電源的最佳拓撲電路，包括元器件選擇(確定輸入濾波電容、鉗位保護電路、高頻變壓器、輸出整流管等關鍵元器件的型號和參數值)和高頻變壓器結構設計，幫助用戶迅速完成一個低成本、高效率、隔離式開關電源或DC/DC電源變換器的設計。單片開關電源可選擇連續模式或不連續模式，最大輸出功率可達300W。

(2)該軟件采用交互式設計模式，具有直觀的圖形界面(包括產品選擇指南、設計結果和設計提示)，引導用戶完成設計。它可幫助用戶設置PI器件所提供的先進電源特性，例如過電壓和欠電壓保護、過熱保護、外部電流限制等。在設計結果中還包含各種電路的示意圖。

(3)新增加了多路輸出式開關電源的優化設計功能，最多可支持六路輸出(允許有一路負壓輸出)，并可選擇低成本優化設計或高效率優化設計。優化過程是首先生成多種設計方案，然后與PI公司編譯專家設計的規范數據庫進行比較，并給每種設計方案打分，最后以分數最高的作為最佳設計方案。

(4)新版本中將專供設計高頻變壓器使用的輔助工具軟件PITransformerDesigner作為PIExpert的一部分，從而可在PIExpert中快速、方便地完成高頻變壓器的全部設計。在PIExpert中更改設計時，高頻變壓器參數也會相應更新，這是其顯著特點。最新版本中支持最新出品的器件系列，如您使用的版本不支持需使用的器件，請登錄http:///網站下載最新軟件包。

(5)能根據輸出功率選擇鉗位電路的類型，計算所需元件值并給出元件編號。

(6)能提供輸入級EMI(電磁干擾)濾波器的建議，可根據輸出功率選擇合適的EMI濾波器，并給出濾波元件值及元件編號。

(7)能自動生成開關電源的結構框圖、部分單元電路和數據表格，所增加的恒壓/恒流(CV/CC)輸出選項以及對設計反饋電路的支持，能為設計電池充電器提供方便。

(8)支持選用LinkSwitch-CV和LinkSwitch-Ⅱ，完成隔離式LED驅動器的設計功能。

2.?PIExpert的典型設計步驟

PIExpert系統是采用圖形用戶界面(GraphicalUserInterfaces，GUI)、面向初學者和專業技術人員、能快速完成單片開關電源優化設計的實用工具軟件。它通過接受用戶輸入的開關電源規格參數，自動生成由PI器件構成的單片開關電源設計方案。利用該程序中的“產品選擇指南”，可幫助對PI器件還不太熟悉的用戶，根據輸入電源的規格來選擇最適合的PI系列產品及外圍元件，計算所選PI器件在指定的最低輸入電壓下提供滿載功率所需輸入濾波電容的最小值，得到經過優化的高頻變壓器完整的數據表格，并根據所指定的輸出功率選擇最小尺寸的磁芯和骨架，以降低成本和體積。

下面通過一個設計實例來介紹PIExpert用戶界面的主要特點及快速設計方法。設計一個常用電源，總輸出功率為8W。兩路輸出分別為12V/0.3A、5V/1A。

(1)打開PIExpert，其主菜單如圖8-13所示。主菜單包括文件(File)菜單、視圖(View)菜單、工具(Tools)菜單和幫助(Help)菜單。用鼠標左鍵單擊圖中每個菜單的名稱，即可看到該菜單的選項。圖8-13PIExpert的主菜單工具欄主要按鈕的功能如下：

—新建一個設計文件，運行PIExpert設計向導。使用PIExpert系統的設計向導，可為簡化單片開關電源設計提供另一種解決方案，單擊該按鈕，即可利用PIExpert設計向導，幫助用戶進行開關電源設計。

—運行產品選擇指南。

—打開一個設計文件，運行PIExpert設計向導。

—將設計結果保存為帶有.UDS擴展名的文件。

—打印設計結果(僅對設計結果面板有效)。

—PIViewer瀏覽器。

—PIXlsDesigner電子數據表格。

—網上的高頻變壓器供應商列表。

—PI公司的網上樣品庫。

(2)單擊新建設計按鈕，運行PIExpert設計向導。首先彈出的設計選項面板如圖8-14所示。該面板有5個設計選項，每個選項都有一個下拉菜單。拓撲結構選擇反激式(Flyback)，PI器件選擇TinySwitch-Ⅱ，采用DIP-8無鉛封裝，開關頻率選120kHz。圖8-14設計選項面板

(3)單擊“下一個”，進入如圖8-15所示的輸入面板。交流默認值為世界通用的交流輸入范圍“Universal(85～265V)”。

(4)單擊“下一個”，進入輸出面板。單擊“添加”按鈕，在輸出編輯對話框內設定第一路輸出為12V/0.3A。再用添加方式設定第二路輸出為5V/1A。設置好的輸出面板如圖8-16所示。圖8-15輸入面板圖8-16設置好的輸出面板

(5)單擊“下一個”，進入設計設置面板。輸入新設計的文件名“8W實驗電源”，進行優化時的元件集使用全部記錄(AllRecords)，選擇使用屏蔽繞組(UseShieldWinding)，采用國際單位制(SI單位)，并選擇顯示新的設計設置(ShowSettingforNewDesign)。設計好的設計設置面板如圖8-17所示。指定完成所有優化設計后屏幕將要顯示的為結構框圖。圖8-17設計好的設計設置面板

(6)單擊“完成”按鈕，顯示解決方案過濾器面板，如圖8-18所示。利用該面板可設置最佳解決方案的數目，并指定主輸出的匝數、磁芯尺寸的優化設置。

(7)單擊“確定”按鈕，即可顯示出可能的組合方案面板供用戶選擇，如圖8-19所示。現選擇默認的解決方案1(Solution1)。若單擊選擇區按鈕“SelectFields”，還可彈出解決方案1的復選框(從略)。

(8)單擊“打開”按鈕，即可獲得8W實驗電源的結構框圖，如圖8-20所示。窗口提示為“設計通過(優化已完成)”。圖8-18解決方案過濾器面板圖8-19可能的組合方案面板圖8-208W實驗電源的結構框圖

(9)單擊“設計結果”按鈕，可得到8W實驗電源的全部設計結果表格。圖8-21中僅顯示出EMI濾波器和一次側鉗位保護電路的設計結果表格。

(10)最后單擊“變壓器構造”按鈕，得到高頻變壓器的設計結果(包括電特性原理圖和繞組結構圖)，如圖8-22所示。圖8-21EMI濾波器和一次側鉗位保護電路的設計結果表格圖8-22高頻變壓器的設計結果8.4.3中功率開關電源

對于中功率開關電源的設計，本書不過多講解其設計原理，在此以Fairchild公司生產的FS7M0880芯片設計中功率開關電源為例，講解中功率開關電源的設計方法。通過本節的學習，讀者可學會250W以內的開關電源的設計方法。

1.?SMPS設計概述

正激式電源因為電路簡單的緣故而在中低功率轉換應用中得到了廣泛的使用。圖8-23所示為采用FPS的基本隔離式正激AC/DC開關電源的原理圖，它同時也是本文所描述的設計程序的參考電路。由于MOSFET和PWM控制器以及各種附加電路都被集成在了一個封裝中，因此，SMPS的設計比分立型的MOSFET和PWM控制器解決方案要容易得多。

本節提供了針對基于FPS的隔離式正激AC/DC開關電源的步進式設計程序，包括變壓器設計、復位電路設計、輸出濾波器設計、元件選擇和反饋環路設計。這里描述的設計步驟具有足夠的通用性，可適用于不同的應用。本節介紹的設計程序還可以由一個軟件設計工具(FPS設計助手FPSDesignAssistant)來實現，從而使得設計師能夠在一個很短的時間內完成SMPS設計。圖8-23采用FPS的基本隔離式正激AC/DC開關電源

2.設計步驟

下面以圖8-23所示的原理圖為參考來介紹中功率開關電源的設計程序。一般而言，對圖8-23，大多數FPS從引腳1到引腳4的引腳配置都是相同的。

第一步：確定系統規格。

(1)輸入電壓范圍(和)：圖8-23中所示的倍壓電路通常是用于通用型輸入的。于是，最小線路電壓比實際最小線路電壓大一倍。

(2)輸入電壓頻率(fL)。

(3)最大輸出功率(PO)。

(4)估計效率(Eff)：需要估計功率轉換效率以計算最大輸入功率。如果沒有參考數據可供使用，則對于低壓輸出應用和高壓輸出應用，應分別將Eff設定為0.7～0.75和0.8～0.85。

利用估計效率，可由下式求出最大輸入功率：

(8.4.1)根據最大輸入功率來選擇合適的FPS。由于對正激式轉換器而言，MOSFET上的電壓約為輸入電壓的兩倍，因此，對于通用型輸入電壓，建議采用具有額定電壓為800V的MOSFET的FPS。具有合適額定功率的FPS系列產品也包含于軟件設計工具中供選用。

第二步：確定輸入整流濾波電容(CDC)和DC電壓范圍。

最大DC電壓紋波由下式得出：

(8.4.2)式中，Dch為規定的輸入整流濾波電容充電占空比(如圖8-24所示)，其典型值為0.2。

一般將設定為的10%～15%。對于倍壓電路，采用了兩個串聯電容器，它們的電容值均為由(8.4.2)式所決定的電容值的兩倍。利用求得的最大電壓紋波，可由下式來計算最小和最大DC電壓：

(8.4.3)

(8.4.4)圖8-24DC耦合線電壓波形第三步：確定變壓器復位方法和最大占空比(Dmax)。

正激式轉換器的一個固有局限是必須在MOSFET關斷期間對變壓器進行復位，因此應采用附加復位方案。兩種最常用的復位方案是輔助繞組復位和RCD復位。根據復位方案的不同，設計方法可稍做改動。

(1)輔助繞組復位：圖8-25給出采用輔助繞組復位的正激式轉換器的基本電路圖。該方案在效率方面具有優勢，原因是存儲在磁化電感器中的能量返回到輸入端。不過，變壓器的構造由于復位繞組的增加而變得更加復雜。圖8-25采用輔助繞組復位的正激式轉換器

MOSFET上的最大電壓以及最大占空比由下式給出：

(8.4.5)

(8.4.6)

式中，Np和Nr分別為初級繞組和復位繞組的匝數。

由式(8.4.5)和式(8.4.6)可見，可通過減小Dmax的方法來降低MOSFET上的最大電壓。然而，減小Dmax會導致次級側上的電壓增大。因此，正確的設置是Dmax

=

0.45且Np

=

Nr。對于輔助繞組復位，建議采用其占空比在內部被限制于50%以下的FPS，以防止在瞬變過程中發生磁芯飽和。

(2)

RCD復位：圖8-26所示為采用RCD復位的正激式轉換器的基本電路圖。該方案的一個缺點是存儲在磁化電感器中的能量在RCD緩沖器中被消耗掉了，這一點與采用復位繞組法的場合是不同的。但是，它卻因為簡單而被廣泛應用于許多對成本敏感的SMPS。圖8-26采用RCD復位的正激式轉換器最大電壓和緩沖電容器標稱電壓由下式得出：

(8.4.7)

(8.4.8)

由于緩沖電容器電壓是固定的且幾乎與輸入電壓無關，因而與復位繞組法(此時轉換器工作于一個很寬的輸入電壓范圍內)相比，MOSFET電壓減小了。

為了避免發生諧波振蕩，建議將Dmax設定在0.5以下。考慮到初級側和次級側的電壓，正確的做法是將Dmax設定為0.45。

第四步：確定輸出電感器電流的紋波因數。

圖8-27所示為輸出電感器的電流波形。紋波因數被定義為：

(8.4.9)

式中，IO為最大輸出電流。

對于大多數實際設計來說，將KRF設定為0.1～0.2是合理的。

一旦確定了紋波因數，則可由下式求得MOSFET的峰值電流和rms(均方根)電流：

(8.4.10)

(8.4.11)

圖8-27輸出電感器電流和紋波因數

式中，

(8.4.12)

檢查一下MOSFET最大峰值電流()是否低于FPS的內置的逐個周期的漏極電流限制值(Ilim)。

第五步：確定變壓器的合適磁芯和初級線圈的最少匝數以防止磁芯飽和。

實際上，磁芯的初始選擇肯定是很粗略的，因為變量太多了。選擇合適磁芯的方法之一是查閱制造商提供的磁芯選擇指南。如果沒有合適的參考資料，可采用下面的公式作為一個起點。

(8.4.13)式中，Aw為窗口面積，Ae為磁芯的截面積(單位：mm2)，如圖8-28所示。fs為開關頻率，為正常操作狀態下的最大磁通密度增量(單位：T)。如果是正激式轉換器，則對于大多數功率鐵氧體磁芯來說通常為0.2T～0.3T。可以注意到：由于剩余磁通量密度的緣故，其最大磁通量密度擺幅要比反激式轉換器的小。圖8-28窗口面積和截面積確定了磁芯之后，即可由下式得出變壓器初級側為避免磁芯飽和而應具有的最少匝數：

(8.4.14)

第六步：確定變壓器每個繞組的匝數。

首先確定初級側繞組與受反饋控制的次級側繞組(主輸出繞組)之間的匝數比作為一個參考值：

(8.4.15)式中，和分別為初級側繞組和次級側基準輸出繞組(主輸出繞組)的匝數。為輸出電壓，為基準輸出的二極管正向壓降。

然后確定正確的整數值，使得最終的大于由(8.4.14)式獲得的。初級側的磁化電感由下式得出：

(8.4.16)

式中，Al為無間隙的Al值(單位：nH/匝數2)。

另一個輸出(第二輸出)的匝數由下式來決定：

(8.4.17)

式中，UO2為輸出電壓，UF2為第二輸出的二極管正向壓降。

下一步是確定UCC繞組的匝數，UCC繞組匝數的確定因復位方法的不同而不同。

(1)輔助繞組復位：對于輔助繞組復位，UCC繞組的匝數由下式獲得：

(8.4.18)

式中，為UCC的標稱電壓，UFa為二極管正向壓降。由于UCC與輸入電壓成正比，因此，正確的做法是將設定為UCC起始電壓以避免在正常操作期間出現過壓保護。

(2)

RCD復位：對于RCD復位，UCC繞組的匝數由下式獲得：

(8.4.19)

式中，U＊CC為UCC的標稱電壓。由于UCC在正常操作中幾乎是恒定的，所以，正確的做法是將U＊CC設定得比UCC起始電壓高2V～3V。

第七步：根據rms電流來確定每個變壓器繞組的導線直徑。

第n個繞組的rms電流由公式求出：

(8.4.20)

式中，為第n個輸出的最大電流。

當采用輔助繞組復位時，復位繞組的rms電流如下：

(8.4.21)

當導線很長時(超過1m)，電流密度通常為5A/mm2。當導線較短且匝數較少時，6A/mm2～10A/mm2的電流密度也是可以接受的。應避免使用直徑大于1mm的導線，以防產生嚴重的渦電流損耗并使卷繞更加容易。對于大電流輸出，最好采用由多股較細的導線組成的并聯繞組，以便最大限度地減輕集膚效應。

檢查一下磁芯的繞組窗口面積是否足以容納導線。所需的窗口面積由下式給出：

(8.4.22)

式中，Ac為實際的導體面積，KF為填充系數。在使用骨架的場合，填充系數通常為0.2～0.3。

第八步：確定輸出電感器的合適磁芯和匝數。

如圖8-29所示，當正向轉換器具有一個以上的輸出時，將采用耦合電感器以改善交叉電壓調節，這是通過將其各自的線圈纏繞于一個共用磁芯上來實現的。圖8-29耦合輸出電感器首先，確定該耦合電感器的兩個繞組之間的匝數比。該匝數比應與變壓器的兩個輸出繞組的匝數比相同，如下式所示：

(8.4.23)

然后，按下式計算主輸出電感器的電感：

(8.4.24)

式中，

(8.4.25)

L1為避免發生磁芯飽和而需具有的最少匝數，由下式得出：

(8.4.26)

其中，Ae為磁芯內截面積(單位：mm2)，Bsat為飽和磁通量密度(單位：T)。如果沒有參考數據，則采用Bsat

=

0.35T～0.4T。一旦確定了NL1，就可由(8.4.23)式求出NL2。

第九步：根據rms電流來確定每個電感器繞組的導線直徑。

第n個電感器繞組的rms電流由下式獲得：

(8.4.27)當導線很長時(超過1m)，電流密度通常為5A/mm2。當導線較短且匝數較少時，6A/mm2～10A/mm2的電流密度也是可以接受的。應避免使用直徑大于1mm的導線，以防產生嚴重的渦電流損耗并使卷繞更加容易。對于大電流輸出，最好采用由多股較細的導線組成的并聯繞組，以便最大限度地減輕集膚效應。

第十步：根據額定電壓和額定電流來確定次級側的二極管。

第n個輸出的整流二極管最大電壓和rms電流由下式獲得：

(8.4.28)

(8.4.29)

第十一步：根據電壓和電流紋波來確定輸出電容器。

第n個輸出電容器的紋波電流由下式得出：

(8.4.30)

該紋波電流值應等于或小于電容器的紋波電流規格值。

第n個輸出上的電壓紋波由下式獲得：

(8.4.31)

式中，和分別為第n個輸出電容器的電容值和有效串聯電阻(ESR)。由于電解電容器具有較高的ESR，所以有的時候只采用一個輸出電容器是不可能滿足紋波規格要求的。因而可以使用附加LC濾波器(后置濾波器)。在使用附加LC濾波器時，請當心不要把轉折頻率設置得過低。轉折頻率過低有可能導致系統不穩定或限制控制帶寬。正確的做法是將濾波器的轉折頻率設定為開關頻率的1/10～1/5左右。

第十二步：設計復位電路。

(1)輔助繞組復位：對于輔助繞組復位，復位二極管的最大電壓和rms電流由下式給出：

(8.4.32)

(8.4.33)

(2)

RCD復位：對于RCD復位，復位二極管的最大電壓和rms電流由下式給出：

(8.4.34)

(8.4.35)

正常操作狀態下緩沖網絡的功耗由下式獲得：

(8.4.36)式中，Usn為正常操作狀態下的緩沖電容器電壓，為緩沖電阻，n為，為MOSFET的輸出電容。應根據功耗選擇具有合適額定瓦特數的緩沖電阻器。正常操作狀態下的緩沖電容器電壓紋波由下式獲得(參見圖8-30)：

(8.4.37)

一般而言，5%～10%的紋波在實際情況下是合理的。圖8-30緩沖電容器電壓第十三步：設計反饋環路。

如圖8-31所示，鑒于FPS采用的是電流模式控制，因此反饋環路只需采用一個單極點和單零點補償電路即可實現。

圖8-31控制方框圖對于連續導通模式(CCM)操作，采用FPS的正激式轉換器的控制輸出傳遞函數由下式給出：

(8.4.38)

式中， ， 。

而且，為受控輸出的總有效負載電阻，被定義為。

當轉換器具有一個以上的輸出時，DC和低頻控制輸出轉換函數與全部負載電阻的并聯值成正比(由匝數比的平方來調節)。于是，在(8.4.38)式中用總有效負載電阻替代了的實際負載電阻。

FPS的電壓-電流轉換比K被定義為

(8.4.39)

式中， 為峰值漏電流， 為某給定工作條件下的反饋電壓。

圖8-32所示為CCM正激式轉換器的控制輸出傳遞函數隨負載的變化情況。由于CCM正激式轉換器先天具有良好的線路電壓調節性能，因此傳遞函數與輸入電壓的變化無關。不過，系統極點以及DC增益則隨負載條件而改變。圖8-32CCM正激式轉換器控制輸出轉移函數隨負載的變化情況圖8-31的反饋補償網絡轉換函數由下式獲得：

(8.4.40)

式中

由圖8-32可見，在為CCM正激式轉換器設計反饋環路過程中，最壞情況發生在滿載條件。因此，通過設計在低線路電壓和滿載條件下具有正確的相位和增益余量的反饋環路即可保證整個工作范圍內的穩定性。

反饋環路的設計程序如下(參見圖8-33)：

(1)確定穿越頻率fC。當采用附加LC濾波器(后級濾波器)時，應將穿越頻率設定在低于三分之一后級濾波器轉折頻率的地方，因為它會導致

-180°的相位差。絕對不要把穿越頻率設定得高于后級濾波器的轉折頻率。如果穿越頻率過于靠近轉折頻率，那么，為了抵消后級濾波器的影響，就應當把控制器設計得具有90°以上的足夠相位余量。

圖8-33補償器設計在確定反饋電路元件時，有如下一些限制條件：

(1)連接至反饋引腳的電容器CB與過載條件下的保護延遲時間的關系式如下

(8.4.41)

式中，為保護反饋電壓，為保護延遲電流。這些數值在產品數據表里都有提供。一般來說，對于大多數實際應用，10ms～100ms的延遲時間是合適的。在某些場合，帶寬有可能因為過載保護的延遲時間要求而受到限制。

(2)與光耦合器和KA431一道使用的電阻器和應被設計成能夠為KA431提供合適的工作電流并確保FPS反饋電壓的完整工作變化范圍。一般而言，KA431的最小陰極電壓和電流分別為2.5V和1mA。因此，和的設計應能滿足以下條件：

(8.4.42)

(8.4.43)式中，UOP為光二極管正向壓降(通常為1V)，為FPS的反饋電流(通常為1mA)。例如，當UO1

=

5

V時，Rbias

<

1

kΩ且RD

<

1.5

kΩ。

3.設計示例

圖8-34所示為一輸入為市電(AC220V/50Hz)，輸出為DC5V/26A、DC12V/10A的電源。采用7M0880正激式設計。

變壓器采用EER3542骨架，各引腳纏繞線圈參數如表8-5所示。1腳→3腳應纏繞100匝，分兩次纏繞，50匝纏繞在內層，50匝纏繞在外層，目的是減小電磁干擾。圖8-347M0880正激式電源設計

表8-5EER3542引腳纏繞參數變壓器電氣特性如表8-6所示。輸出端濾波電感參數為：骨架27Φ16，5V端12匝(線徑1Φ

×

2股)，10

V端(線徑1.2Φ

×

1股)。

表8-6EER3542變壓器電氣特性圖8-35所示為一輸入為市電(AC220V/50Hz)，輸出為DC12V/9A的電源。采用7M0880反激式設計。一般情況下反激式的功率要小于正激式設計，正激式設計方法與反激式幾乎一致，Fairchild公司給的設計軟件亦可用于正激式設計。圖8-357M0880反激式電源設計

表8-7EER4042引腳纏繞參數表8-8EER4042變壓器電氣特性8.4.4變壓器

在開關電源設計過程中，電路的參數大部分都可以通過設計軟件計算得出，根據計算出的參數直接向電子元件廠商購買即可。只有變壓器需設計人員自己試制，成功后由變壓器生產廠家根據設計人員給出的參數進行生產。雖然開關電源設計軟件都給出了變壓器設計參考參數，但是這些參數必須經過具體實驗才可確定其實用性。因此，在此介紹變壓器設計有關內容。

1.變壓器結構

對于反激式變壓器的結構有兩種主要的設計方法，它們是：

(1)邊沿空隙法(MarginWound)，方法是在骨架邊沿留有空余以提供所需的漏電和安全要求。

(2)

3層絕緣法(TripleInsulated)，次級繞組的導線被做成3層絕緣以便任意兩層結合都滿足電氣強度要求。

安全要求、漏電和電氣強度要求以適當的標準列出，例如對于ITE，在美國包含于UL1950中，在歐洲包含于EN60950(IEC950)。5mm～6mm的漏電距離通常就足夠了，因此在邊沿的應用中初、次級間通常留有2.5mm～3mm的空間。圖8-36給出邊沿空隙法結構和3層絕緣法結構。邊沿空隙法結構是最常用的類型。邊沿空隙法結構由于材料成本低具有很高的性價比。3倍絕緣法結構變壓器體積可以做的很小，因為繞組可以利用骨架的全部寬度，邊沿不需要留空隙，但是材料成本和繞組成本比較高。圖8-36(a)給出邊沿空隙法結構，此例中邊沿空間由被切割成所想要邊沿寬度的帶子實現，這種帶子通常需要1/2爬電距離(如6mm爬電距離時為3mm)。邊沿帶子繞的層數與繞組高度相匹配。磁芯的選擇應是可利用的繞組寬度至少是所需爬電距離的2倍，以維持良好的耦合和使漏感減到最小。初級繞組是骨架中的第一個繞組，繞組的起始端(和初級緊