1、 | HYPERLINK / 百度首頁 HYPERLINK /v2/?login 登錄 HYPERLINK /cashier/browse/vipcashier?dqStatCode=topnav_joinvip&cashier_code=topnav_joinvip VIP意見反饋 HYPERLINK /apps?fr=1011 下載客戶端 HYPERLINK javascript:void(0); 分類 HYPERLINK javascript:void(0); 精品內容 HYPERLINK /wenkuverify?from=1 申請認證 HYPERLINK javascript:voi

2、d(0); 機構合作 HYPERLINK javascript:void(0); 頻道專區 HYPERLINK /xtopic/wkback 百度智慧課堂 HYPERLINK /user/browse/vip/ 百度教育VIP HYPERLINK /?fr=crumbs 百度文庫 HYPERLINK /?fr=crumbs HYPERLINK /form/index 實用文檔 HYPERLINK /form/index HYPERLINK /list/76 計劃/解決方案 HYPERLINK /list/76 HYPERLINK /list/180 學習計劃直流電機轉速控制系統的任務研究書20

3、16 年 4 月 19 日1 近年來由于微型機的快速發展，國外交直流系統數字化已經達到實用階段。由于以微處理器為核心的數字控制系統硬件電路的標準化程度高，制作成本低，且不受器件溫度漂移的影響。其控制軟件能夠進行邏輯判斷和復雜運算，可以實現不同于一般線性調節的最優化、自適應、非線性、智能化等控制規律。所以微機數字控制系統在各個方面的性能都遠遠優于模擬控制系統且應用越來越廣泛。本文介紹的是用一臺 26KW 的直流電動機，8051 單片機構成的數字化直流調速系統。特點是用單片機取代模擬觸發器、電流調節器、速度調節器及邏輯切換等硬件設備。最后進行軟件編程、調試以及計算機仿真。實時控制結果表明，本數字化

4、直流調速系統實現了電流和轉速雙閉環的恒速調節，并具有結構簡單，控制精度高，成本低，易推廣等特點，而且各項性能指標優于模擬直流調速系統，從而能夠實際的應用到生產生活中，滿足現代化生產的需要。：單片機 雙閉環 直流調速系統 數字方式2 目錄3.1 單片機部分的組成.53.1.1 時鐘電路.73.1.2 復位電路.83.1.3 存儲器.83.1.4 外部中斷源.93.1.5 定時器/計數器.113.2單片機的擴展.12第五章直流調速系統的主電路設計.365.1 直流電動機的調速方法.365.2 整流電路.375.3 觸發電路.387.2系統仿真結果的輸出及結果分析.403 4 本次設計選用的電動機型

5、號Z 型，額定功率 1.1KW，額定電壓 230V，額定電流 6.58A,2-32額定轉速 1000r/min, 勵磁電壓 220V,運轉方式連續。變壓器調速是直流調速系統用的主要方法，調節電樞供電電壓所需的可控制電源通常有 3 種：旋轉電流機組，靜止可控整流器，直流斬波器和脈寬調制變換器。旋轉變流機組簡稱 G-M 系統，適用于調速要求不高，要求可逆運行的系統，但其設備多、體積大、費用高、效率低、維護不便。靜止可控整流器又稱V-M 系統，通過調節觸發裝置 GT 的控制電壓來移動觸發脈沖的相位，即可改變Ud，從而實現平滑調速，且控制作用快速性能好，提高系統動態性能。直流斬波器和脈寬調制交換器采用

6、PWM 受器件各量限制，適用于中、小功率的系統。根據本此設計的技術要求和特點選V-M 系統。慮使電路簡單、經濟且滿足性能要求，選擇晶閘管三相全控橋交流器供電方案。因三相橋式全控整流電壓的脈動頻率比三相半波高，因而所需的平波電抗器的電感量可相應減少約一半，這是三相橋式整流電路的一大優點。并且晶閘管可控整流裝置無噪聲、無磨損、響應快、體積小、重量輕、投資省。而且工作可靠，能耗小，效率高。同時，由于電機的容量較大，又要求電流的脈動小。綜上選晶閘管三相全控橋整流電路供電方案。若采用轉速負反饋和 PI 調節器的單閉環調速系統雖然可以在保證系統穩定的條件下實現轉速無靜差，不過當對系統的動態性能要求較高，例

7、如要求快速起制動，突加負載動態速降小等等，單閉環系統難以滿足要求，因為在單閉環系統中不能完全按照需要來控制動態過程的電流或轉矩，在單閉環調速系統中，只有電流截止負反饋環節是專門用來控制電流的，但它只是在超過臨界電流值以后，靠強烈的負反饋作用限制電流的沖擊，并不能很理想地控制電流的動態波形，當電流從最大值降低下來以后，電機轉矩也隨之減少，因而加速過程必然拖長。若采用雙閉環調速系統，則可以近似在電機最大電流（轉矩）受限的條件下，充分利5 用電機的允許過載能力，使電力拖動系統盡可能用最大的加速度起動，到達穩態轉速后，又可以讓電流迅速降低下來，使轉矩馬上與負載相平衡，從而轉入穩態運行，此時起動電流近似

8、呈方形波，而轉速近似是線性增長的，這是在最大電流（轉矩）受到限制的條件下調速系統所能得到的最快的起動過程。采用轉速電流雙閉環調速系統，在系統中設置了兩個調節器，分別調節轉速和電流，二者之間實行串級聯接，這樣就可以實現在起動過程中只有電流負反饋，而它和轉速負反饋不同時加到一個調節器的輸入端，到達穩態轉速后，只靠轉速負反饋，不靠電流負反饋發揮主要的作用，這樣就能夠獲得良好的靜、動態性能。與帶電流截止負反饋的單閉環系統相比，雙閉環調速系統的靜特性在負載電流小于Idm時表現為轉速無靜差，這時，轉速負反饋起主調作用，系統表現為電流無靜差。得到過電流的自動保護。顯然靜特性優于單閉環系統。在動態性能方面，雙

9、閉環系統在起動和升速過程中表現出很快的動態跟隨性，在動態抗擾性能上，表現在具有較強的抗負載擾動，抗電網電壓擾動。綜上所述，本系統用一臺單片機及外部擴展設備代替原模擬系統中速度調節器、電流調節器、觸發器、邏輯切換單元、電壓記憶環節、鎖零單元和電流自適應調節器等，從而使直流調速系統實現全數字化。其硬件結構如圖2-1 所示。圖 2-1 單片機控制的直流調速系統結構圖在此單片機控制的直流調速系統中，速度給定、速度反饋和電流反饋信號是通過模擬光電隔離器、A/D 轉換器送入計算機，計算機按照已定的控制算法計算產生雙脈沖，經并行口、數字光電隔離器、功率放大器送到晶閘管的控制級，以控制晶閘管輸出整流電壓的大小

10、，平穩的調節電動機的速度。晶閘管正反組切換由數字邏輯切換單元來完成。6 電動機的額定電壓為 230V，為保證供電質量，應采用三相減壓變壓器將電源電壓降低；為避免三次諧波電動勢的不良影響，三次諧波電流對電源的干擾，主變壓器采用 D/Y 聯結。角 加大，功率因數變壞，整流元件的耐壓升高，增加了裝置的成本。一般可按下式計算，即：Ud max + nUTI2A (cos- CU)minsh式中 U -整流電路輸出電壓最大值；dmaxnU -主電路電流回路 n 個晶閘管正向壓降；TC - 線路接線方式系數；U -變壓器的短路比，對 10100KVA，U =0.050.1；skskI /I -變壓器二次實

11、際工作電流與額定之比，應取最大值。22N在要求不高場合或近似估算時，可用下式計算，即：Ud= (1 1.2)U2A B式中 A-理想情況下， =0時整流電壓 U 與二次電壓 U 之比，即 A=U /U ；B-延遲角為d02d02 時輸出電壓 U 與 U 之比，即 B=U /U ；dd0dd0根據設計要求，采用公式：U =Ud(1 1.2)2A B由表查得 A=2.34；取 =0.9； 角考慮 10裕量，則 B=cos =0.985230=(11.2)=111 133VU22.340.90.985取 U2=120V。電壓比 K=U /U =380/120=3.17。12由表查得 K =0.816

12、, K =0.816I1I2考慮變壓器勵磁電流得：7 0.816 6.58I1 =1.05=1.69AK3.17I2 = K 2I = 0.816 6.58 = 5.37AIdS =m U I ；1111S2=m2U2I2；S=1/2(S +S )；12式中 m 、m -一次側與二次側繞組的相數；12由表查得 m =3，m =312S =m U I =3 380 1.69=1.9266 KVA1111S =m U I =3 120 5.37=1.9332 KVA2222S=1/2(S +S )=1/2（1.9266+1.9332）=1.9299 KVA12晶閘管實際承受的最大峰值電壓UTm，乘

13、以（23）倍的安全裕量，參照標準電壓等級，即可確定晶閘管的額定電壓U ，即 U =（23）UTNTNTm= (2 3)= (2 3) 6U2 = (2 3) 6 120 = 587.88 881.82VUTNUTm取700VUTN=選擇晶閘管額定電流的原則是必須使管子允許通過的額定電流有效值 大于實際流過管ITN子電流最大有效值 ，即ITIT =IT=1.57 或IT (AV)IIT (AV)T1.57 1.57 Id考慮（1.52）倍的裕量=（1.52）KId式中 K= /（1.57 ）-電流計算系數。IITd此外，還需注意以下幾點：當周圍環境溫度超過+40時，應降低元件的額定電流值。當元件

14、的冷卻條件低于標準要求時，也應降低元件的額定電流值。8 取。故選晶閘管的型號為K p5 - 7 。晶閘管有換相方便，無噪音的優點。設計晶閘管電路除了正確的選擇晶閘管的額定電壓、額定電流等參數外，還必須采取必要的過電壓、過電流保護措施。正確的保護是晶閘管裝置能否可靠地正常運行的關鍵。以過電壓保護的部位來分，有交流側過壓保護、直流側過電壓保護和器件兩端的過電壓保護三種。1）交流側過電壓保護對于三相電路，和的值可按下表換算。變壓器接法單相三相、二次聯結三相二次聯結阻容裝置接法D 聯結Y 聯結D 聯結3C1/3R2I 取值：當 S=110KVA 時，對應的 I =41，所以 I 取 3。ememem1

15、2132C 6I S/U = 6 3 34 10 /120 =14.17Fem233耐壓1.5Um=1.5 120=254.6V2選取 20F 的鋁電解電容器。選取：S=110KVA，=15，所以UshUsh12U123R 2.3 U /S sh = 2.3 120 /1.9299 10=9.3723Iem3I =2 fCU 10-6=2 50 40 10-6 120 10-6=1.5 10-6ACC2R=(3-4) （ 1.5 10-6） 9.37=（6.33-8.43） 10-13W2C選取電阻為 ZB1-10 的電阻。壓敏電阻的計算9 U =1.3 U=1.321MA流通量取 5KVA。

16、選 MY31-220/5 型壓敏電阻。允許偏差+10（242V）。2）直流側過電壓保護直流側保護可采用與交流側保護相同保護相同的方法，可采用阻容保護和壓敏電阻保護。但采用阻容保護易影響系統的快速性，并且會造成di / dt 加大。因此，一般不采用阻容保護，而只用壓敏電阻作過電壓保護。U =（1.8-2.2）U =(1.8-2.2) 230=414-460V1MADC選 MY31-440/5 型壓敏電阻。允許偏差+10（484V）。3）閘管及整流二極管兩端的過電壓保護查下表：阻容保護的數值一般根據經驗選定晶閘管額定電流 1020501002005001000/ A抑制晶閘管關斷過電壓一般采用在晶

17、閘管兩端并聯阻容保護電路方法。電容耐壓可選加在晶閘管兩端工作電壓峰值 的 1.11.15 倍。U選 R 為 0.2F 的 CZJD-2 型金屬化紙介質電容器。2 10 =50 0.2 10-6 ( 120) 10-6=0.45 10-6W22m-6選 R 為 20 普通金屬膜電阻器，RJ-0.5。快速熔斷器的斷流時間短，保護性能較好，是目前應用最普遍的保護措施。快速熔斷器可以安裝在直流側、交流側和直接與晶閘管串聯。1） 交流側快速熔斷器的選擇I5.37I=I =5.37A，I = = =3.11A2T33選取 RLS-10 快速熔斷器，熔體額定電流4A。3）電壓和電流上升率的限制電壓上升率du

18、 / dt ：正相電壓上升率du / dt 較大時，會使晶閘管誤導通。因此作用于晶閘管的正相電壓上升率應有一定的限制。/造成電壓上升率du dt 過大的原因一般有兩點：由電網侵入的過電壓；由于晶閘管換/限制du dt 過大可在電源輸入端串聯電感和在晶閘管每個橋臂上串聯電感，利用電感/的濾波特性，使du dt 降低。10 產生di / dt 過大的原因，一般有：晶閘管導通時，與晶閘管并聯的阻容保護中的電容突然向晶閘管放電；交流電源通過晶閘管向直流側保護電容充電；直流側負載突然短路等等。限制di / dt ，除在阻容保護中選擇合適的電阻外，也可采用與限制du / dt 相同的措施，即在每個橋臂上串

19、聯一個電感。所以為了防止di / dt 和du / dt ，每個橋臂上串聯一個 30 H 的電感。為了使直流負載得到平滑的直流電流，通常在整流輸出電路中串入帶有氣隙的鐵心電抗器 ，稱平波電抗器。其主要參數有流過電抗器的電流一般是已知的，因此電抗器參數Ld計算主要是電感量的計算。1）算出電流連續的臨界電感量 可用下式計算，單位 mH。L1U2L = K11式中 K1與整流電路形式有關的系數，可由表查得；最小負載電流，常取電動機額定電流的510計算。根據本電路形式查得 =0.695K1120所以 =7.38mHL0.695 16.58 10%2）限制輸出電流脈動的電感量L2由于晶閘管整流裝置的輸出

20、電壓是脈動的，因此輸出電流波形也是脈動的。該脈動電流可以看成一個恒定直流分量和一個交流分量組成。通常負載需要的只是直流分量，對電動機負載來說，過大的交流分量會使電動機換向惡化和鐵耗增加，引起過熱。因此，應在直流側串入平波電抗器，用來限制輸出電流的脈動量。平波電抗器的臨界電感量 （單位L2為 m）可用下式計算2i d式中 K 系數，與整流電路形式有關，2電流最大允許脈動系數，通常單相電路 20，三相電路 （510）。SiSSii根據本電路形式查得 =1.045K2120=11.09mH所以1.045 10% 6.583）電動機電感量 和變壓器漏電感量LLDT電動機電感量 （單位為 mH）可按下式

21、計算UDLD = Kd11 式中UDp電動機的磁極對數；計算系數。一般無補償電動機取812，快速無補償電動機取68，有補償電KD動機取 56。本設計中取 =8、 =230V、 =6.58A、n=1000r/min、p=1KUDDUD8變壓器漏電感量 （單位為 mH）可按下式計算UshU2100IDLT = KT式中計算系數，查表可得KT變壓器的短路比，一般取510。U sh本設計中取 =3.9、 =6UTshU2 =6 120所以=0.248mHLT = KT3.9 100 6.584）實際串入電抗器的電感量考慮輸出電流連續時的實際電感量：Ld1= L - (LD + NL )1T在三相橋式電

22、路中取，其余電路可取。=7.38（5.6+2 0.248）=1.324mHTLd1 = L - (L + NL )1D考慮限制電流脈動時的實際電感量：Ld 2= L - (L + NL )2T本電路=11.09（5.6+2 0.248）=5.034 mHTLd 2 = L - (L + NL )2D如上述條件均需滿足時，應取 和 中較大者作為串入平波電抗器的電感值，所以LLd1d2本電路選取 =6 mH 作為平波電抗器的電感值。Ld 2可逆系統中限制環流電抗器（又稱均衡電抗器），電感量 （單位為 mH）的計算公式為：LTL = Krr式中 計算系數，一般取 ； =0.695KKKrr1要求的環

23、流值，通常取 （310） （ 為直流電動機電樞電流）。IrIrI120 =14.76 mH5% 6.58Lr = Kr0.695 I實際所需的均衡電感量為 ：Lra = Lr - LT如果均衡電流經過變壓器兩相繞組，計算 時，應代入 2 。=14.760.248 2=14.03 mHLra = Lr - LT一般說來，均衡電抗器 和平波電抗器 分設的方案比較經濟，故采用較為普遍。D(AV)i可選用 ZP 型 3A、700V 的二極管。RP 為與電動機配套的磁場變阻器，用來調節勵磁電流。L12 為實現弱磁保護，在磁場回路中串入了欠電流繼電器KA ，動作電流通過 RP 調整。根I據額定勵磁電流 I

24、 =1.2A，可選用吸引線圈電流為 2.5A 的 JL14-11ZQ 直流欠電流繼電器。ex圖 3-1 主電路及保護電路原理圖13 晶閘管三相全控橋式整流電路簡圖如圖4-1 所示。圖 4-1三相全控橋式整流電路圖 4-2三相電壓曲線三相全控橋式整流電路共有六個晶閘管，它們分為共陰極和共陽極兩組。在觸發時，采用雙脈沖觸發方式，每次兩組各有一個晶閘管導通。六個晶閘管的導通順序為SCR1、SCR2、SCR3、SCR4、SCR5、SCR6，如圖 4-2 所示。相電壓曲線的交點 t1t6,就是晶閘管SCR1SCR6 的控制角起點。取線電壓Uac 從負半波的過零點G（t1）作為同步基準點，則應觸發導通的第

25、一對晶閘管為SCR1 、SCR6，根據波形圖可分析出各晶閘管的觸發時刻（對應于控制角 =00）及觸發順序如圖 4-3 所示。圖 4-3 晶閘管觸發時刻( =0 )及觸發順序0單片機在觸發晶閘管時,根據電流控制器的輸出控制值 u ，以同步基準點位參考點，k算出晶閘管控制角 的大小，再通過定時器按控制角的大小以及觸發順序，準確地向各個晶閘管發出觸發脈沖。在控制觸發時，有兩種觸發方法：絕對觸發方法和相對觸發方法。所謂絕對觸發方法就是指觸發脈沖形成的時刻都直接取決于基準時刻點。對三相全控橋式整流電路，在交流電的一個周期內需要6 個（或者 3 個）基準點。相對觸發方式是以前一觸發脈沖為基準來確定后一觸發

26、脈沖時刻，它用加長或縮短相鄰兩次觸發脈沖之間的間距來改變控制角，在0動以及計算機定時器的誤差，會使控制角偏離要求值。因此，在相對觸發方式時，應在一個周期內用同步脈沖信號進行一次校正，以避免誤差的積累。14 對于單相電路，均使用絕對觸發方式。在三相全控橋式整流電路中，一般則常使用相對觸發方式。綜上本次設計使用相對觸發的觸發控制方法。設相鄰控硅之間觸發脈沖間距角為 。在穩定情況下， =600。當 由應有： =k- k-1+600在控制時，一般均使用單片機的定時器來完成觸發脈沖輸出。這樣，須把角度轉換成時間值。交流電的一個周期（對頻率為50Hz 為 20ms）對應于 3600，故 600觸發間距時間

27、 T 可表示為：T =T k-T k-1+T600T =T k-T +T +Te（4-2）k-160三相全控橋式整流電路輸出電壓u 與控制角 有以下關系:d(4-3)其中 E 為電源相電壓有效值。對于數字調節器，要求對象為線性系統。而根據式（4-3）可知，如果控制角 與控制輸出 u 為線性關系，則輸出電壓u 與控制輸出 U 之間為非線性關系（余弦關系），這是我kdk們所不希望的。如要求觸發整流環節為一個放大系數為K 的線性環節，則有：sds即有cos = K U /2.34E=u u /ukmax2.34Eskdmaxk=2.34Ecos u / ukmax2.34Emink=cos u /

28、ukmax= ukmink =arcos( u )(4-4)k式中， =cos min/ ukmax 是一個與最小控制角和最大控制輸出 ukmax 有關系的常數。min式(4-4)即是 與 uk的關系式。由它可算出對應于某一 uk值的 值。由于一般均用時間值來表示 ，所以還需要對 轉換成時間值 T 。對于 50Hz 的交流電而言，控制角 對應的時間為：6/360*50 （ s）(4-5)為了加快計算速度，可采用查表法或插值查表法來按u 值計算 T 值。k15 表 4-1 脈沖分配表（0 有效）單元地址數據（由 I/O 口輸出）X X 0 1 1 1 1 0X X 1 1 1 1 0 0X X

29、1 1 1 0 0 1MM+1M+2SCR1,2SCR2,3M+5X X 0 0 1 1 1 1SCR5,6雙閉環數字直流調速控制系統得采樣周期比較快，計算和控制任務也比較繁忙，因此需要使用高性能的單片機。對于用于軋機傳動等要求響應快、精度高的調速系統，一般需要使用16 位的單片機，如 Inter 的 MCS-96 或者 Motorola 的 M68HC16 等。它們能在幾微秒內完成16 位加法和乘法，控制系統。綜上，本系統采用 Inter 的 MCS-51 中的 80C31 單片機。80C31 單片機屬于基本型的 51 系列單片機，它采用 HMOS 工藝，片內集成有 8 位 CPU；片內駐留

30、 128 字節的 RAM 以及 21 個特殊功能寄存器；片內還包括兩個16 位定時器/計數器、一個全雙工串行 I/O 口（UART）、32 條 I/O 線、5 個中斷源和兩級中斷，尋址能力達128K字節（其中程序存儲器 ROM 和數據存儲器 RAM 各 64K 字節）。指令系統中設置了乘、除運算指令、數據查找指令和位處理指令等。主時鐘頻率為12MHz，大部分指令周期只需1 s，乘除指令也僅需 4 s。16 80C31 外接 27128EPROM 作為 16K 程序存儲器，存放全部控制軟件。用兩片74LS374和四個 PNP 中功率三極管以動態掃描方式驅動四位LED 數字，以顯示轉速、設定速度、

31、電流等數據，兩片 74LS374 采用線選法與 80C31 接口，地址分別為 0DFFFH 和 0BFFFH。在 80C31的 P3 口上外接三個按鍵，一個為啟動/停止鍵，用于啟動或停止電機運轉；另兩個為顯示選擇鍵，一個用于控制顯示速度設定值，另一個用于控制顯示電流值，不按這兩個鍵時，顯示實際電機轉速。另外利用一片74LS374的多余輸出線，外接兩個LED 發光管，一個用于顯示工作正常與否，它每隔1秒閃亮一次；另一個用于顯示是否處于運行狀態。使用 80C31的雙閉環數字直流調速控制系統的硬件電路圖見附頁1 所示。本系統使用 ADC0808 8 路 8 位 A/D 轉換器，它的地址為 7FFFH

32、。寫入該地址，啟動 A/D轉換器，通道地址由 A2、A1、A0 決定。A/D 轉換完成，產生 EOC 脈沖和IN T1中斷。這時，MCU 可讀入轉換結果。圖 4-4電流測量框圖電位器至顯示值為所需的給定值。對于需要較高精度的調速控制系統，可采用 10 位或者更高分辨率的 A/D 轉換芯片。但速度檢測有模擬和數字兩種檢測方法。模擬測速一般采用測速發電機，其輸出電壓不僅表示了轉速的大小，還包含了轉速的方向，在調速系統中，轉速的方向也是不可缺少的。不過模擬測速方法的精度不夠高，在低速時更為嚴重。對于要求精度高、調速范圍大的系統，往往需要采用旋轉編碼器測速，即數字測速。光電式旋轉編碼器是轉速或轉角的檢

33、測元件，旋轉編碼器與電動機相連，當電動機轉動時，帶動碼盤旋轉，便發出轉速或轉角信號。旋轉編碼器可分為絕對式和增量式兩種。絕對式編碼器在碼盤上分層刻上表示角度的二進制數碼或循環碼，通過接受器將該數碼送17 入計算機。絕對式編碼器常用于檢測轉角，若需得到轉速信號，必須對轉角進行微分處理。增量式編碼器在碼盤上均勻地刻制一定數量的光柵，如圖4-5 所示，當電動機旋轉時，碼盤隨之一起轉動。通過光柵的作用，持續不斷地開發或封閉光通路，因此，在接收裝置的輸出端便得到頻率與轉速成正比的方波脈沖序列，從而可以計算轉速。圖 4-5 增量式旋轉編碼器示意圖上述脈沖序列正確地反映了轉速的高低，但不能鑒別轉向。為了獲得

34、轉速的方向，可增加一對發光與接收裝置，使兩對發光與接收裝置錯開光柵節距的1/4，則兩組脈沖序列 A和 B 的相位相差 900，如圖 4-6 所示。正轉時 A 相超前 B 相；反轉時 B 相超前 A 相。采用簡單的鑒相電路就可以分辨出方向。圖 4-6區分旋轉方向的 A、B 兩組脈沖序列若碼盤的光柵數為 N，則轉速分辨率為 1/N，常用得旋轉編碼器光柵數有 1024、2048、4096 等。采用倍率電路可以有效地提高轉速分辨率，而不增加旋轉編碼器的光柵數，一般多采用四倍頻電路。采用旋轉編碼器的數字測速方法有三種：M 法、T 法和 M/T 法。1：M 法測速。在一定的時間 T 內測取旋轉編碼器輸出的

35、脈沖個數M ，用以計算這段時c1間內的平均轉速，稱作M法測速。把 M1除以Tc就得到了旋轉編碼器輸出脈沖的頻率f1=M1c所以又稱頻率法。電動機每轉一圈共產生Z 個脈沖（Z=倍頻系數編碼光柵數），把 f 除1以 Z 就得到電動機的轉速。在習慣上，時間 T 以秒為單位，而轉速是以每分鐘的轉數 r/minc為單位，則電動機的轉速為在上式中,Z 和 T 均為常值,因此轉速 n 正比于脈沖個數 M 。高速時 M 大，量化誤差較c11小，隨著轉速的降低誤差增大，轉速過低時M 將小于 1，測速裝置便不能正常工作。所以1M 法測速只適用于高速段。2：T 法測速。在編碼器兩個相鄰輸出脈沖的間隔時間內，用一個計

36、數器對已知頻率為編碼器輸出脈沖的周期，所以又稱周期法。在T 法測速中，準確的測速時間T 是用所得的t高頻時鐘脈沖個數 M 計算出來的，即 T =M /f ，則電動機轉速為2t2018 n =高速時 M 小，量化誤差大，隨著轉速的降低誤差減小，所以T 法測速適用于低速段。23：M/T 法測速把 M 法和 T 法結合起來，既檢測 Tc 時間內旋轉編碼器輸出的脈沖個數M ，有檢測同1一時間間隔的高頻時鐘脈沖個數M ，用來計算轉速，稱作 M/T 法測速。設高頻時鐘脈沖的2頻率為 f0，則準確的測速時間 Tt=M /f0，而電動機轉速為26 0M1 6 0M f1 0n =ZTtZM2采用 M/T 法測

37、速時，應保證高頻時鐘脈沖計數器與旋轉編碼器輸出脈沖計數器同時開啟與關閉，以減少誤差，只有等到編碼器輸出脈沖前沿到達時，兩個計數器才同時允許開始或者停止計數。由于 M/T 法的計數值 M 和 M 都隨著轉速的變化而變化，高速時，相當于M 法測速，最12低速時，M =1，自動進入 T 法測速。因此，M/T 法測速能適應的轉速范圍明顯大于前兩種，1是目前廣泛應用的一種測速方法。綜上所述，本系統的速度測量采用數字M/T 法測速。其中利用 T 作為定時器，計時 T1c時間產生中斷，旋轉編碼器輸出的脈沖個數M 由 P1.6 口檢測，同一時間間隔的高頻時鐘1脈沖個數 M 由 P1.7 口檢測，最后由轉速中斷

38、程序完成轉速的測量等等。2轉到 T0 中斷處理程序，按脈沖分配表從P1 口（P1.0P1.5）輸出晶閘管觸發脈沖。然后延時 50 s，置位 P1.0P1.5，從而輸出寬度為 50 s 的觸發脈沖。該觸發脈沖經CD4049提高驅動電流（CD4049 是一個驅動功能的反相器），再經過 TIL117 光隔離，從 LM386 低頻功率放大器得到最后的輸出脈沖，這樣可以提高輸出脈沖上升沿陡度，最后此脈沖去觸發對應的晶閘管。這里由于 80C31 的 P1 口在復位后初態為 1，故采用 0 為有效輸出位，以保證初態時晶閘管處于截止狀態。同步校正由 80C31 的定時器 T0 和外部中斷實現。此同步電路是由

39、LM339 構成的過IN T0零比較器電路和一個光電耦合器及一個反相器組成的。交流電源線電壓 Vac 經變壓器變壓，穩壓管削波后輸入比較器 LM339，比較器輸出再經過光電隔離及反相后產生一個與Vac 同相位的方波信號，輸出的方波信號加到IN T0 上，它置為調變觸發方式。19 單片機控制直流調速系統結構如圖5-1 所示。圖 5-1GnGiFnGik入信號，E 為電動機反電勢，U 為晶閘管整流電壓，I 為主回路電流。DOD原始數據：參數實測數據為:R =4.92D電抗器電感:R =0.18T單片機控制直流調速系統被控對象是直流電動機,由圖 5-1 可知:U - E= I R +L dI dt

40、= R (I +T dI dt)DODDDDD對式（5-1）取拉式變換得1/R其中, R = R +2 R +R +R , R 為晶閘管重疊角等效電阻。 R 、L 、T 的數值依次為DTPrRDR =4.92 +2 0.18 +1.88 +1.6=8.76DT=0.048H+0.0313H+2 0.017H=0.11HTD= L/ R=0.11H/8.76 =0.013s20 直流電動機軸上的力矩方程為M - M = C I - C I = （GD2/ 375）（dn/dt）FZDFZID - IFZ = （GD2/ 375 C ）（dn/dt）= T dE/ R dtm對式(5-4) 取拉式

41、變換得E(s)（ ID - I ）(s)Fn = E/Ce其中，M 為電動機電磁力矩；n 為電動機轉速；GD2T =（GD2me由式(5-2)、(5-5)和(5-6)可以作出電動機結構框圖，如圖5-2 所示。UDOIDRE 1+Cen-1n(s)=（5-7）U DO (s) TmTDs + Tm s + 1確定了被控對象電動機的數學模型,很容易作出電流環結構框圖,如圖 5-3 所示 。21 圖 5-3 電流環結構圖由于突加給定階躍后，速度調節器輸出馬上達到飽和限幅值，電流環投入工作使電機電樞電流很快上升，相對電流來說，速度變化很緩慢。因此，可以認為反電勢對電流產生的影響很小，令E=0，則圖 5

42、-3 通過結構圖變換，簡化為圖 5-4。圖 5-4 簡化的電流環結構圖（1） 閘管傳遞函數一般三相橋式電路晶閘管最大失控時間在00.0033s之間隨機分布,取其平均值,即T本系統電流調節器最大輸出電壓UKm=2.54V, 晶閘管最大輸出整流電壓為UDO=245.34V則245.34VKSCR=所以晶閘管傳遞函數為KSCR(s) =（5-8）TSCRs +1 0.0017s +1（2） 電流反饋傳遞函數K =2.4V/11.33A=0.212V/其A,傳遞函數為LFKLF0.212=（5-9）TLF s + 1 0.0016s + 122 注意到 TSCR和 TLF 都很小，可以把他看成是小慣性

43、群，即T =TSCR+TLF=0.0017s+0.0016s=0.0033。(s)這樣晶閘管傳遞函數和電流反饋傳遞函數可并為一慣性環節:20.470.0033s+1將已求結果代入圖5-4,即可得到電流環最簡單結構圖,如圖 5-5 所示。圖 5-5電流環最簡結構圖其中,D (s)為電流調節器的傳遞函數,G (s)電流環廣義控制對象。LTLSK2.34GLS (s) = (T s +1)(T s +1) = (0.0033s +1)(0.013s +1)D(5-10)(3) 電流調節器 D (s)的求取LT=(5-11)e(s)根據二階最佳工程設計方法，則有= 2KT = 2 2.34 0.003

44、3s = 0.015(s)i=T = 0.013(s)DD這樣可得:1+0.013sDLT (s) = 0.84 +64.89 s0.015s,0DLT(s)=K0+ K /s(5-12)式（5-12）是一個 PI 調節器,可以導出離散化方程和差分方程:kCk = K1ek + K2ei(5-13)i=0C =C +(K +K )e -K ek-1（5-14）kk-112k1其中,K = K -K,TLT =0.84-64.89 0.001=0.7810,TLT = 64.89 0.001 = 0.065這里設電流環采樣周期TLT= 0.001s。 把以上參數代入式（5-13）和式（5-14）

45、可得:nCk = 0.78ek + 0.065ei（ 5-15）（5-16）kk-1k由式（5-15）和式（5-16）可立即作出程序框圖,由計算機求解。23 由圖 5-4 可以作出電流環采樣系統框圖,如圖 5-6 所示。DLT (z)G (z)LSDLB (z) =（5-17）1 + DGGLT (z) LS上式中 D (z)為電流調節器的 Z 變換, L S 為電流環控制對象的 Z 變換,LTG(z)GG節對象和電流反饋傳遞函數積的Z 變換, 即DLT (z) =0.21z + 0.16LSG(z) =(z - 0.56)(z - 0.93)0.13z2 + 0.16z + 0.0068LS

46、GG fi(z) =(z - 0.56)(z - 0.93)(z - 0.54)則有GLB (z) =由上式可得特征方程為z4 3.00z3+ 3.32 z2 1.59 z + 0.27 = 0（5-18）由計算機求解式（2.18）的根為z = 0.830.13j1,2從而可知 z 、z 、z 、z S 四個根的絕對值均小于1,它們都在單位圓內,因此電流環是穩123 、4定的。1(z -1)(z - 0.56)(z - 0.93)(z - 0.56)fi(z) z4 - 3.00z3 + 3.32z2 - 0.159z + 0.27GLE (z) =1 + DLT (z)GGLS上式利用 Z

47、變換終值定理有24 e() = lim (1 - z-1) GLE (z) z1= 01-所以電流環在單位階躍輸入是無靜差的。KGLS (s) =(TDs + 1)(T s + 1)i則應選擇的采樣周期為T =1/4min(T ,T)LTD=1/4min(0.013s,0.0033s)0.001sgnfn處于飽和限幅，故速度環工作在開環狀態，速度繼續上升，只有當U U 時，ST 才退出gnfn飽和限幅，這時才真正構成速度閉環，直到穩態為止。因此，系統速度閉環時其初始條件不為零，而按二、三階最佳工程設計是以頻率法為基礎，傳遞函數為工具，零初始條件為前提的，因而按二、三階最佳來設計速度調節器就成問

48、題。為此，我們提出按二次型性能指標最優控制來設計速度調節器。按二次型性能指標最優設計速度調節器的方法是基于控制作用受約束下，確定最優控制規律，使系統從任意初態，以最優性能指標轉移到新的平衡狀態。本系統設計穩態運行為初態，轉速轉到零時為平衡狀態，即當速度給定突然變為零時尋找制動過程最優控制律。若給定為一般定常線性系統,其狀態方程為:X (t) = AX(t) + BU(t)（5-19）其中 A 為 n n 常陣，B 為 n m 常陣，試確定使性能指標最優泛函為1J =XT (t)QX (t) + UT (t)RU(t)dt（5-20）2t0*B ABA2BAn-1B（5-21）且為*U (t)=

49、-KX(t)（5-22）25 其中K = R-1BTP上式為狀態反饋陣，P 是 n n 對稱陣,它是 Riccati 代數方程TP+PBR-1BTP（A - BR-1BTP）+（A - BR-1BTT= -（ PBR-1BTP）-Q（5-25），不斷迭代，直到 P 和 P 幾乎相等為先給定一個初值 P止，即0，代入公式(5-25)，求出新值 P101n2P (i, j) - P (i, j) E10其中 E 為迭代偏差，其程序框圖如圖5-7 所示。圖 5-7 求狀態反饋陣 K 程序框圖Ki4.72GLB(s)=T s + 1 1 + 0.0066si26 即 K = 4.72, T = 0.0

50、066s 。這樣電流環閉環傳遞函數作為速度環的一個環節來處ii理。為了確保系統精度，在 G (s)前面再串一個積分環節，則速度環被控對象結構圖如圖LB5-8 所示。圖 5-8 速度環被控對象結構圖y=x1=nx =I2 dx =U3giKmx& = 1Tm1Kix& = -+x3 2&= U相應狀態方程為:Km00Tm0 x 11&X = x = 0 -&200TiT0i x3 1Y =其中:RCKm= 46.74W r minVeUHC = 0.19V min reCGD = 0.43kg m22Tm= 0.29s375C Ce0 KT0 0 158.980K T = 0 -151.52 7

51、14.70i i0000000,0,1T1,0,0把 A,B 代入式(5-21)得27 00113623 0714.70 - 108391它的秩為 3, 因而此狀態方程有解,即系統能控。由于本系統只考慮快速性要求，即對x =1n 提出快速要求，對其他兩個狀態變量無要求，故Q 作如下選擇。Q =0 0 0 0q 不能選擇過大，否則使系統穩定性下降，一般先q 1 ，選 q = 0。0012。111111對于單輸入系統，R 為常數，選 R=1，把以上四參數代入式（2.25）。用計算機離線求出 P 陣，最后求出狀態反饋陣為-1TK=R B P=0.035,0.018,1.87（2） 速度調節器的求取引

52、入狀態反饋后圖 5-8 可以畫成如圖 5-9 所示的框圖。圖 5-9 速度環狀態反饋框圖由于本設計是在速度給定降為零時,尋找制動過程最優控制律,因而令 U = 0, 此時圖Gn5-9 成為圖 5-10。圖中 KSF 是對 1000r/min 時，若令 USF= 2.4V, 則 K =2.4V /（1000r/min）= 0.0024V min/r 。若考慮速度調節器采用 PI 調SF節器,并加入比例微分負反饋,其結構圖如圖 5-11 所示。圖 5-10 速度環狀態反饋簡化圖28 圖 5-11PI調節器加比例微分負反饋框圖比較圖 5-10 和圖 5-11 可得K ( s + 1)p1K T3 m

53、K1KmK +s(T s + 1)（5-26）1fsKSF 比較式(5-26)兩邊系數有：K = 0.97, = 0.063 , T = 0.0070 , 相應速度調節器Pf的傳遞函數為Kp ( s + 1) 0.063s + 1DST (s) =s=0.063s = K0 + K s = 0.97 + 15.63 s比例微分反饋的傳遞函數為G （s）=1+Ts=1+0.0070sfnf由式(5-27)可得到速度調節器的離散化方程和差分方程為ki=0Ck = 0.83ek + 0.15eiC = Ckk-1kfnSFSFSF（3）速度環穩定性分析考慮反電勢的影響,數字直流調速系統框圖如圖5-1

54、2 所示。其（s）由圖 5-13 求之，它實際上是速度環的控制對象。Gs圖 5-12 數字直流調速系統框圖29 圖 5-13 速度環被控對象結構圖KiKmT s +1 T s113593 .53imG (s) =s=2Ki(s + 75.78) +124.8221+m-ST1 - e11359.53zG (s)= z= 2.94s(s + 75.78)2 + 124.822sz - 0.42z G (s) =1.73fnzzG G(s)= 0.0070sST由圖 5-12 可得到系統閉環脈沖傳遞函數為DST (z)G (z)S=(z)G GG (z)fnS因而得到系統特征方程為432z 1.3

55、4z+0.58z0.24z+0.0026=0（5-32）利用計算機求解式(2.32)得到的根為z1,2=0.165 453jz =0.9983由圖 5-32 可得到系統誤差脈沖傳遞函數為1z(z -1)(z2 - 0.35z + 0.23)=1 + DST (z) G fn(z)G G(z)Sz4 -1.34z + 0.58z - 0.24z + 0.002632當給定為單位階躍輸入時有1-1e() = lim (1 - z ) G (z) 0Ez11當給定為速度輸入時有30 4/14/2019基于單片機控制直流電機調速系統畢業設計論文- 百度文庫/view/a920930a8bd63186b

56、debbcb0.html31/46 4/14/2019基于單片機控制直流電機調速系統畢業設計論文- 百度文庫/view/a920930a8bd63186bdebbcb0.html32/46 在微機數字控制系統中，當采樣頻率足夠高時，可以先按模擬系統的設計方法設計調節器，然后再離散化，就可以得到數字控制器的算法，這就是模擬調節器的數字化。當輸入時誤差函數 e(t)、輸出函數是 u(t)時，PI 調節器的傳遞函數如下K(s) =（6-1）式中 Kpi 為 PI 調節器比例部分的放大系數；t 為 PI 調節器的積分時間常數。式子（6-1）的時域表達式可寫成1u(t) = Ke(t)dt（6-2）t其

57、中，K =K 為比例系數，K =1/t 為積分系數。PpiI將上式離散化成差分方程，其第k 拍輸出為ku(k) = K e(k) + K TI same(i) = K e(k) + u (k) = K e(k) + K TI same(k) + u (k - 1) （6-3）PPIPI其中，T 為采樣周期。sam為了安全起見，常須對調節器的輸出實行限幅。在數字控制算法中，要對u 限幅，只須在程序內設置限幅值u ,當 u(k)u 時，便以限幅值 u 作為輸出。而位置式算法必須要同mmm時設積分限幅和輸出限幅。帶有積分限幅和輸出限幅的位置式數字PI 調節程序框圖如圖 6-2 所示。在檢測得到的轉速

58、信號中，不可避免地要混入一些干擾信號。在數字測速中，硬件電路只能對編碼器輸出脈沖起到整形、倍頻的作用，往往用軟件來實現數字濾波。數字濾波具有使用靈活、修改方便等優點，它可以用于測速濾波，也可以用于電壓、電流檢測信號的濾波。常有的數字濾波主要有三種，它們分別是算數平均值濾波、中值濾波和中值平均濾波。本次設計采用中值平均濾波。中值平均濾波首先要設有 N 次采樣值，排序后得 X1X2 XNNX ，剩下的取算術平均值即為濾波后的Y 值1N-11Y =XiN - 2i=2中值平均濾波是中值濾波和算術平均濾波的結合，即能濾除偶然型干擾脈沖，又能平滑濾波，但程序較為復雜。程序框圖可由上式得出，在此略。33

59、圖 6-2位置式數字 PI 調節器程序框圖34 圖 6-2電流環中斷服務程序簡化框圖（1）鎖零單元程序設計為防止電機慢速爬行，一般模擬晶閘管都設有鎖零單元。這里用計算機軟件來實現。首先檢查下速度給定 UGn 和速度反饋 UFn 是否為零或者小于某臨界值n ，若不為零系統正0常運行。若為零，使電流調節器輸出為負電壓，把晶閘管調速系統推向逆變，迫使電動機停止（爬行），其程序框圖如圖 6-3 所示。35 圖 6-3鎖零程序框圖（2）電流自適應程序設計在轉速和電流雙閉環調速系統中，電流環 PI 調節器的動態參數一般是按電樞回路電流連續的情況來選取，然而當系統輕載工作時，如果平波電抗器的電感量不太大，就

60、會出現電流斷續的情況。當電樞電流斷續時，晶閘管調速系統的機械特性和電流連續相比有明顯的差別，其動態性能也發生兩項重要變化。DDO（b）當電流斷續時，由于電樞回路電磁時間常數T 存在，從整流電壓 U 的突變到平均電樞電流 I 響應不可能瞬間完成，而是按指數規律逐漸變到穩態值。當電流斷續時情況D不同，由于電感對電流的延緩作用已在一個波頭結束，平均電壓突變后，下一個波頭的平均電流便也立即隨電壓變化。因此，從整流電壓和電流平均值的關系上看，相當于T =0，D也就是說，在平均整流電壓和電流之間，電流連續時是慣性環節，電流斷續時就成了比例環節。1 R考慮到上述兩項變化，平均整流電壓與平均整流電流間的傳遞函