1、 TOC o 1-3 h z u HYPERLINK l _Toc43604832 第一章 緒論 PAGEREF _Toc43604832 h 1 HYPERLINK l _Toc43604833 1.1智能功率模塊的基本原理 PAGEREF _Toc43604833 h 1 HYPERLINK l _Toc43604834 1.2開關電源的發展趨勢 PAGEREF _Toc43604834 h 5 HYPERLINK l _Toc43604835 1.2.1 開關電源的發展歷史 PAGEREF _Toc43604835 h 6 HYPERLINK l _Toc43604836 1.2.2 開

2、關電源的發展趨勢 PAGEREF _Toc43604836 h 6 HYPERLINK l _Toc43604837 第二章 三端單片開關電源的原理與應用 PAGEREF _Toc43604837 h 8 HYPERLINK l _Toc43604838 2.1 開關電源的基本原理 PAGEREF _Toc43604838 h 8 HYPERLINK l _Toc43604839 2.2 TOPSwitch系列的產品分類及性能特點 PAGEREF _Toc43604839 h 10 HYPERLINK l _Toc43604840 2.3 TOPSwitch系列單片開關電源的工作原理 PAGE

3、REF _Toc43604840 h 11 HYPERLINK l _Toc43604841 2.4 單片開關電源的基本原理及反饋電路類型 PAGEREF _Toc43604841 h 14 HYPERLINK l _Toc43604842 第三章 三端單片開關電源的設計 PAGEREF _Toc43604842 h 18 HYPERLINK l _Toc43604843 3.1 單片開關電源的快速設計法 PAGEREF _Toc43604843 h 18 HYPERLINK l _Toc43604844 3.2 高頻變壓器的設計 PAGEREF _Toc43604844 h 25 HYPER

4、LINK l _Toc43604845 3.3 多路輸出式單片開關電源的設計 PAGEREF _Toc43604845 h 27 HYPERLINK l _Toc43604846 3.4 TOPSwitch的使用注意事項 PAGEREF _Toc43604846 h 31 HYPERLINK l _Toc43604847 第四章 實驗分析 PAGEREF _Toc43604847 h 35 HYPERLINK l _Toc43604848 結論 PAGEREF _Toc43604848 h 38 HYPERLINK l _Toc43604849 致謝 PAGEREF _Toc43604849

5、h 39 HYPERLINK l _Toc43604850 參考文獻 PAGEREF _Toc43604850 h 40第一章 緒論單片開關電源自20世紀90年代中期問世以來，便顯示出強大的生命力，并以其優良特性倍受人們的青睞。它極大的簡化了開關電源的設計和新產品開發工作，也為新型、高效、低成本開關電源的推廣與普及，創造了良好條件。在智能功率模塊（IPM）的應用中，需要用到四組互相絕緣的控制電源。使用單片開關電源可以方便地設計出高效的控制電源。本章首先闡述IPM的基本原理，然后簡要介紹開關電源的發展趨勢、基本原理，以及單片開關電源的基本原理及反饋電路類型。1.1智能功率模塊的基本原理智能電力模

6、塊(IPM)是智能集成電路,因其可靠性高,用戶使用方便的特點贏得越來越大的市場。本節以日本富士公司R系列IPM為例,講述了智能電力模塊的結構及其在小型變頻器中的應用。 1.1.1 概述智能電力模塊(IPM)又稱為智能集成電路,是電力集成電路的一種。在電力電子變流電路中,電力電子器件必須有驅動電路(或觸發電路)、控制電路和保護電路的配合,才能按人們的要求實現一定的電力控制功能。以往,電力電子器件和配套控制電路是分離器件構成的電路裝置,而今半導體技術達到了可以將電力電子器件及其配套控制電路集成在一個芯片上形成所謂的功率集成電路。可以集成多種功率器件及其控制電路所需的有源或無源器件,比如功率二極管、

7、BJT、IGBT、高低壓電容、高阻值多晶硅電阻、低阻值擴散電阻以及各元器件之間的連接等。這種功率集成電路特別適應于電力電子技術高頻化發展方向的需要。由于高度集成化,結構十分緊湊,避免了由于分布參數、保護延遲等所帶來的一系列技術難題。IPM的優點：1不易損壞；2IPM內藏相關的外圍電路,縮短了產品設計和評價時間；3不需要對功率開關器件采取防靜電措施；4大大減少了元件數目,體積縮小。電力集成模塊的智能化主要表現在易控制功能、保護功能和接口功能等三個方面。IPM內藏過電壓、過電流和過熱等故障監測電路,并可將監測信號送給CPU。即使發生負載事故或使用不當,也可保證IPM自身不受損壞。目前的IPM一般采

8、用IGBT作為功率開關元件,并也內藏電流傳感器及驅動電路的集成結構。IPM正以其可靠性高、用戶使用方便的特點贏得越來越大的市場,尤其適合制作驅動電動機的變頻器,是一種較為理想的電力電子器件。1.1.2 IPM的結構下面介紹小容量變頻器中開始采用的IPM。以富士公司R系列IPM為例。其內部結構如圖11所示。由圖11可見,這是一種包括制動單元在內的完整的逆變器,其中包括7個IGBT和7個快速功率二極管,IGBT1IGBT6組成逆變橋,VDF1VDF6是與六個主IGBT反并聯的回饋二極管,IGBT7是動力制動用的開關管,VDW是它的續流二極管。圖中有關檢測元件、保護電路沒有具體畫出,含在“驅動”框內

9、。“驅動”部分具有下述功能:1驅動信號放大;2短路保護(SC);3控制電源欠電壓保護(UV);4IGBT及VDF、VDW過電流保護(OC);5IGBT芯片過熱保護(TjoH)。“驅動”4、6、2、7及“過熱保護電路”經由16號端子ALM輸出報警信號。當IGBT過電流、IGBT結溫過高、外殼溫度過高、負載短路和控制電源欠電壓信號出現時,ALM報警信號輸出,保證整個系統切實停止工作。由于控制電源共地處理的限制,ALM信號由具有共地端的驅動器中取出,即由“驅動”4、6、2及7中取出。當有ALM信號輸出時, IGBT4、6、2及7被封鎖,由于沒有電流通路, IGBT1、3、5也同樣受到保護。圖11 I

10、PM的內部結構圖 1.1.3 R系列的IPM在小容量變頻器中的應用舉例圖12是含制動單元的R系列的IPM在小容量變頻器中的應用電路。使用IPM時應注意以下各項:圖12 應用電路圖（含制動單元）1控制電源必須有4組,且互相絕緣,上橋臂3組,下橋臂及制動單元的驅動器公用1組。2四組控制電源與主電源間必須加以絕緣,而且,隨著IGBT的開關動作,該絕緣部位將有很大的du/dt作用,因此要確保足夠的距離,推薦大于2mm。3下橋臂控制電源的GND和主電源的GND在IPM內部已連接好了,在IPM的外部絕對不要再連接。如果另外連接,則IPM的下橋臂內、外將由于di/dt而產生環流,容易引起IPM的誤動作,甚至

11、有可能破壞IPM的輸入電路。4圖12所示的各控制電源上連接的10F和0 1F的電容并非濾波電容,而是用于從電源到IPM之間布線阻抗的退耦。若需濾波,應另加電容。另外,從10F和0 1F的電容到控制電路間的布線阻抗在過渡過程中是有波動的,應使這段到IPM端子的布線盡量短。上述退耦電容應有較好的頻率特性,例如用薄膜電容并聯起來。5信號輸入端上拉,控制信號輸入端用20電阻上拉,而且內含制動單元的IPM,如果不使用該制動單元,也要將信號輸入端上拉,否則,會由于du/dt的作用而產生誤動作。6主直流電源出口的大電容,可直接接到P、N端子之間。1.2開關電源的發展趨勢電源是各種電子設備必不可缺的組成部分，

12、其性能優劣對電子設備的技術指標有重要意義。目前常用的直流穩壓電源分為線性電源和開關電源兩大類。線性穩壓電源又稱為串聯調整式穩壓電源，其穩定性好，輸出紋波電壓很小，但它必須使用笨重的工頻變壓器與電網進行隔離，并且調整管的功率損耗較大，致使電源的體積和重量大，效率低。開關電源SPS（Switching Power Supply）被譽為高效節能電源，它代表著穩壓電源的發展方向，現已成為穩壓電源的主流產品。開關電源內部關鍵元器件工作在高頻開關狀態下，本身消耗的能量很低，電源效率可達80%90%，比普通線性穩壓電源提高近一倍。開關電源又稱為無工頻變壓器的電源，它是利用體積很小的高頻變壓器來實現電壓變換及

13、電網隔離的，不僅能去掉笨重的工頻變壓器，還可以采用體積較小的濾波元件和散熱器，這就為研究與開發高效率、高密度、高可靠性、體積小、重量輕的開關電源奠定了基礎。1.2.1 開關電源的發展歷史開關電源已有幾十年的發展歷史。早期產品的開關頻率很低，成本昂貴，僅用于衛星電源等少數領域。20世紀60年代出現過晶閘管（舊稱可控硅）相位控制式開關電源，70年代由分立元件制成的各種開關電源，均因效率不夠高、開關頻率低、電路復雜、調試困難而難以推廣。70年代后期以來，隨著集成電路設計與制造技術的進步，各種開關電源專用芯片大量問世，這種新型節能電源才重獲發展。目前，開關頻率已從20kHz左右提高到幾百千赫至幾兆赫。

14、與此同時，供開關電源使用的元器件也獲得長足發展。MOS功率開關管（MOSFET）、肖特基二極管（SBD）、超快恢復二極管（SRD）、瞬態電壓抑制器（TVS）、壓敏電阻器（VSR）、熔斷電阻器（FR）、自恢復保險絲（RF）、線性光耦合器、可調式精密并聯穩壓器（TL431）、電磁干擾濾波器（EMI Filter）、高導磁率磁性材料、由非晶合金制成的磁珠、三重絕緣線、玻璃珠膠合劑等一大批新器件、新材料正被廣泛采用。所有這些，都為開關電源的推廣與普及提供了必要條件。1.2.2 開關電源的發展趨勢 近20多年來，開關電源沿著下述兩個方向發展。第一個方向是對開關電源的核心單位控制電路實現集成化。1977年

15、國外首先研制成功脈沖調制（PWM）控制器集成電路，美國摩托羅拉（Motorola）、硅通用（Silicon General）公司等公司相繼推出一批PWM芯片，典型產品有MC3520、SG3524、UC3842。90年代以來，國外又研制出開關頻率達1MHz的高速PWM、PFM（脈沖頻率調制）芯片，典型產品如UC1825、UC1864。第二個方向則是對中、小功率開關電源實現單片集成化。這大致分兩個階段：80年代初，意法半導體（SGS-Thomson）率先推出L4960系列單片開關穩壓器。該公司于90年代又推出了L4970A系列。其特點是將脈沖調制器、功率輸出級、保護電路等集成在一個芯片中，使用時配

16、工頻變壓器和電網隔離，適于制作低壓連續可調式輸出（5140V）、大中功率（400W以下）、大電流（1510A）、高效率（可超過90）的開關電壓。但從本質上講，它仍屬于DC/DC電源變換器。 1994年，美國電源集成公司（Power Intergration Inc）在世界上首先研制成功的三斷隔離、脈寬調制型反激式單片開關電源，被人們譽為“頂級開關電源”。其第一代產品為TOPSwitch系列（TOP100/TOP200系列），第二代產品則是1997年問世的TOPSwitch系列（TOP221TOP227）。該公司于1998年又推出了高效率、小功率、低價格的四端單片開關電源TinySwitch系列

17、，并于1999年開關出TNY265系列新產品。2000年初，PI公司又研制出TOPSwitchFX系列五端單片開關電源，充分展示出單片開關電源蓬勃發展的新局面和良好的應用前景。目前，單片開關電源已形成具有六大系列、67種型號的產品。 單片開關電源屬于AC/DC電源變換器。以TOPSwitch系列為例，它內部包含控制電壓源、帶隙基準電壓源、振蕩器、并聯調整器/誤差放大器、脈寬調制器、門驅動級、高壓功率開關管（MOSFET）、過流保護電路、過熱保護及上電復位電路、關斷/自動重啟動電路和高壓電流源。芯片的集成度很高，外圍電路簡單，通過輸入整流濾波器，適配85265V、47440Hz的交流電，可構成世

18、界通用的各種開關電源或電源模塊。它在價格上完全可以和同等功率的線性穩壓電源相競爭，而電源效率顯著提高，體積和重量則大為減小。單片開關電源的迅速發展與應用，使人們多年來所追求的高性價比、無工頻變壓器式開關電源變成現實。第二章 三端單片開關電源的原理與應用 單片開關電源具有單片集成化、最簡外圍電路、最佳性能指標、無工頻變壓器、能實現電氣隔離等顯著特點。美國PI公司研制的TOPSwitch系列產品一經問世便顯示出強大的生命力，它極大地簡化了150W以下開關電源的設計和新產品的開發工作，也為新型、高效、低成本開關電源的推廣與普及創造了良好條件。 本章深入闡述開關電源基本原理，三端單片開關電源的產品分類

19、、工作原理及反饋電路類型。2.1 開關電源的基本原理目前生產的開關電源大多采用脈寬調制方式，少數采用脈沖頻率調制或混合調制方式。下面對開關電源控制方式及脈寬調制的基本原理作簡要介紹。開關電源的控制方式無工頻變壓器開關電源的控制方式大概有以下三種：（1）脈沖寬度調制方式，簡稱脈寬調制（PWM）。其特點是固定開關頻率，通過改變脈沖寬度來調節占空比。其缺點是受功率開關管最小導通時間的限制，對輸出電壓不能作寬范圍調節；另外輸出端一般要接假負載（亦稱預負載），以防空載時輸出電壓升高。目前，集成開關電源大多采用PWM方式。 （2）脈沖頻率調制方式，簡稱脈沖調制（PFM）。它是將脈沖寬度固定，通過改變開關頻

20、率來調節占空比的。其穩壓原理是：當輸出電壓Vo升高時，控制器輸出信號的脈沖寬度不變而周期變長，使占空比減小，Vo降低。PFM式開關電源的輸出電壓調節范圍很寬，輸出端可不接假負載。 （3）混合調制方式，是指脈沖寬度與開關頻率均不固定，彼此都能改變的方式，它屬于PWM和PFM的混合方式。這種調制方式的占空比調節范圍最寬，適合制作供實驗室使用的輸出電壓可以寬范圍調節的開關電源。2.1.2 脈寬調制式開關電源的基本原理 脈沖調制式開關電源的基本原理圖如圖21所示。交流220V輸入電壓經過整流濾波后變成直流電壓Vi，再由開關管VT（或MOSFET）斬波、高頻變壓器T降壓，得到高頻矩形波電壓，最后通過輸出

21、整流濾波器VD、C2，獲得所需要的直流輸出電壓VO。脈沖調制器是這類開關電源的核心，它能產生頻率固定而脈沖寬度可調的驅動信號，控制功率開關管的通斷狀態，來調節輸出電壓的高低，達到穩壓目的。鋸齒波發生器提供時鐘信號。利用誤差放大器和PWM比較器構成閉環調節系統。假如由于某種原因致使VO，脈沖調制器就改變驅動信號的脈沖寬度，亦即改變占空比D，使斬波后的平均電壓升高，導致VO。反之亦然。圖21脈沖調制式開關電源的基本原理圖 2.2 TOPSwitch系列的產品分類及性能特點TOPSwitch與第一代產品相比，它不僅在性能上有進一步改進，而且輸出功率得到顯著提高，現已成為國際上開發中、小功率開關電源模

22、塊的優選集成電路。產品分類按封裝形式，TOPSwitch可劃分為三種類型：采用TO-220封裝的TOP221YTOP227Y型；采用8腳雙列直插式（DIP-8）封裝的TOP221P224P型；采用8腳表面安裝式（SMD-8）封裝的TOP221G224G型。產品分類情況詳見表21。表中，POM表示加合適散熱器后所能獲得的最大連續輸出功率。對于TO-220封裝，需在小散熱片上加散熱器，使芯片在正常工作時的結溫小于100；對于DIP-8和SMD-8封裝，可借助印刷板上公共地線區域的敷銅箔來代替散熱片，將源極直接焊接在面積為645cm2敷銅箔上。有時為減少開關電源模塊的體積，還可將凹型鋁散熱板直接粘貼

23、在DIP-8（或SMD-8）封裝的芯片上面，或將散熱板與源極固定在一起，同樣能起到散熱作用。 2.2.2 性能特點 TOPSwitch系列產品具有以下顯著特點：（1）將脈寬調制（PWM）控制系統的全部功能集成到三端芯片中。內含脈寬調制器、功率開關場效應管（MOSFET）、自動偏置電路、保護電路、高壓啟動電路和環路補償電路，通過高頻變壓器使輸出端與電網完全隔離，真正實現了無工頻變壓器、隔離式開關電源的單片集成化，使用安全可靠。 （2）輸入交流電壓和頻率的范圍極寬。作固定電壓輸入時可選110V表21 TOPWitch的產品分類及最大輸出功率POMTO-220封裝（Y）DIP-8封裝（P）/SMD-

24、8封裝（G）產品型號固定電壓輸入：110/115 /230V（AC），15%寬范圍電壓輸入：85265V（AC）產品型號固定電壓輸入：110/115 /230V（AC），15%寬范圍電壓輸入：85265V（AC）TOP221Y12W7WTOP221P/G9W6WTOP222Y25W15WTOP222P/G15W10WTOP223Y50W30WTOP223P/G25W15WTOP224Y75W45WTOP224P/G30W20WTOP225Y100W60WTOP226Y125W75WTOP227Y150W90W/115V230V交流電，允許變化15；若配85265V寬范圍變化的交流電，最大輸出功

25、率要降低40%。開關電源的輸入頻率范圍是47440Hz。 （3）開關頻率典型值為100KHz，占空比調節范圍是17%67%。電源效率為80%左右，最高可達90%，比線性集成穩壓電源提高近一倍。其工作溫度范圍是070芯片最高結溫Tjm=135。 （4）外圍電路簡單，成本低廉。外部僅需接整流濾波器、高頻變壓器、初級保護電路、反饋電路和輸出電路。采用此類芯片還能降低開關電源產生的電磁干擾。（5）只有三個引出端：控制端C、源極S、漏極D，可同三端線性穩壓器相媲美，能以最簡方式構成無工頻變壓器的反激式開關電源。為完成多種控制、偏置及保護功能，C、D均屬多功能引出端，實現了一腳多用。2.3 TOPSwit

26、ch系列單片開關電源的工作原理 TOPSwitch 有三種封裝形式，分別為TO-220、DIP-8、SMD-8，其管腳封裝圖如圖22所示。其中DIP-8可配8腳IC插座，SMD-8則為表面貼片，后者不需打孔焊接。 TOPSwitch的三個管腳分別為控制端C、源極S、漏極D。其中，控制端有4個作用：第一，利用控制電流IC的大小來調節占空比D；當IC從6mA減到2mA時，D就由17%增至67%，比例系數即為脈寬調制增益：第二，它與內部并聯調整器/誤差放大器相連，能為芯片提供正常工作所需的偏流；第三，該端還為電源支路和自動重啟動/補償電容的連接點，通過外圖22 TOPSwitch管腳封裝圖 接旁路電

27、容來決定自動重啟動的頻率；第四，對控制回路進行補償。控制電壓VC的典型值為57V，極限電壓VCM=9V，控制端最大允許電流ICM=100mA。 漏極D與片內功率開關管的漏極連通，漏-源擊穿電壓V（BR）DS700V。源極S則接內部功率開關管的源極，還與小散熱片接通（僅對TO-220封裝而言），作為初級電路的公共地。對于DIP-8以及SMD-8封裝，都設計了6個S端，它們在內部是連通的。區別只是左邊3個S端作為信號地接旁路電容的負極，右邊3個S端則稱為高壓返回端（HV RTN），即功率地。安裝印刷板時應將它們焊接到地線區域的不同位置，這樣可避免大電流通過功率地所形成的壓降對控制端產生干擾。 TO

28、PSwitch的內部框圖如圖23所示。主要包括10個部分：控制電壓源；帶隙基準電壓源；振蕩器；并聯調整器/誤差放大器；脈寬調制器；柵極驅動器；過流保護電路；過熱保護及上電復位電路；關斷自動重新啟動電路；高壓偏流源。圖23 TOPSwitch的內部框圖 下面分別介紹各單元電路的工作原理。 1控制電壓源：控制電壓VC給控制器和驅動器供電或提供偏壓。接在CONTROL和SOURCE引腳之間的外部旁路電容CT。，為柵極提供驅動電流，并設置自動恢復時間以及控制環路的補償。在正常工作（輸出電壓穩定）時，反饋控制電流給VC供電，并聯穩壓器使VC保持在57V。在啟動時，控制（CONTROL）腳的電流由內部接在

29、DRAIN和CONTROL腳之間的高壓開關電流源提供。CONTROL腳電容CT放電至閾值電壓以下時，輸出MOSFET截止，控制電路處于備用方式。此時高壓電流源接通，并再次給電容CT充電。通過高壓電流源的接通和斷開，使VC保持在4757 V之間。 2帶隙基準電壓源：所有TOPSwitch內部電壓都取自具有溫度補償的帶隙基準電壓。此基準電壓也能產生可微調的溫度補償電流源，用來精確地調節振蕩器的頻率和MOSFET柵極驅動電流。 3振蕩器：內部振蕩器通過內部電容線性地充放電，產生脈寬調制器所需的鋸齒波電壓人了降低EMI并提高電源的效率，振蕩器額定頻率選為 100kHz，精調電流基準值可提高振蕩頻率的精

30、度。 4并聯調整器/誤差放大器：在電路中，并聯穩壓器完成誤差放大器的功能。并聯穩壓器的電壓精確地取自溫度補償帶隙基準電壓；誤差放大器的增益則由CONTROL腳的動態阻抗設定。 5脈寬調制器：流入CONTROL腳的電流在凡兩端產生的壓降，經 RC電路濾波后伽到PWM比較器的問相輸入端，與振蕩器輸出的鋸齒波電壓比較產生脈寬調制信號。該信號驅動輸出MOSFET實現電壓型控制。 6柵極驅動器：柵極驅動器以一定速率使輸出MOSFET導通，以減小共模EMI。為了提高精確度，柵極驅動電流還可以進工微調逐周限流。逐周巳流電路用輸出 MOSFET的導通電阻作為取樣電阻，限流比較器MOSFET導通時的漏源電壓VD

31、S（ON）與閾值電壓進行比較。漏極電流過大時漏源電壓VDS（ON）超過閾值電壓，輸出MOSFET關斷，直到下一個周期輸出MOSFET才能導通。 7過流保護電路：過流比較器的反相輸入端接極限電壓（又稱閥值電壓）VLIMIT，同相輸入端接MOSFET的漏極。這里巧妙地利用MOSFET的漏-源導通電阻RDS（ON）來代替外部過流檢測電阻RS。當ID過大時，VDS（ON）VLIMIT，過流比較器翻轉，輸出變成高電平，經過Y2、H，將觸發器置零，進而使MOSFET關斷，起到過流保護作用。 8過熱保護電路：當結溫超過熱關斷溫度（135）時模擬電路將關斷輸出MOSFET。9 關斷自動重新啟動電路：為了減少T

32、OPSwitch的功耗，當超過調整狀態時犬斷自動重新啟動電路將以5的占空比接通和關斷電源。 10高壓偏流源：在啟動期間該電流源從漏極腳偏置 TOPSWitch，并對 CONTROL腳的外接電容CT充電。2.4 單片開關電源的基本原理及反饋電路類型 下面介紹單片開關電源的基本工作原理及反饋電路的四種基本類型。單片開關電源的基本原理TOPSwitch系列單片開關電源的典型應用如圖24所示。高頻變壓器在電路中具備能量儲存、隔離輸出和電壓變換這三大功能。該電路屬于單端反激式開關電源。所謂單端是指TOPSwitch只有一個脈寬調制信號功率輸出端漏極D。反激式則是指當TOPSwitch導通時，電能就以磁場

33、能量形式儲存在初級繞組中；當TOPSwitch截止時，能量傳輸給次級。由于開關頻率高達100kHz，使得高頻變壓器能夠快速儲存、釋放能量，經高頻整流濾波后即可獲得連續輸出。圖中，BR為整流橋，C1為輸入端濾波電容。交流電壓u經過整流濾波后得到直流高壓V1，經初級繞組加至TOPSwitch的漏極上。由于在TOPSwitch關斷時刻，高頻變壓器漏感產生的尖峰電壓會疊加在直流高壓VI和感應電壓VOR上，可使功率開關管的漏極電壓超過700V而損壞芯片；為此在初級繞組兩端必須增加漏極鉗位保護電路。鉗位電路由瞬態電壓抑制器（VR1）、快恢復二極管D1組成。D2為次級整流管，C2為輸出端濾波電容。該電路采用

34、配穩壓管的光耦反饋電路。反饋繞組電壓經過D3、C3整流濾波后獲得反饋電壓VFB，經光耦合器中的光敏三極管給TOPSwitch的VOD2控制端提供偏壓。C4是控制端C的旁路電容。設穩壓管VR2的穩壓電壓VR1D1C3C4LEDR1D3C2VR2RTNTC1BRC1圖24 單片開關電源典型應用電路為VZ，限流電阻R1兩端的壓降為VR，光耦合器中LED發光二極管的正向壓降為VF，輸出電壓VO由下式設定：VO=VZ+VF+VR (21) 該電源的穩壓原理簡述如下：當由于某種原因（如交流電壓升高或負載變輕）致使VO升高時，因VZ不變，故VF就隨之升高，使LED的工作電流IF 增大，再通過光耦合器使TOP

35、Switch的控制端電流IC增大。但因TOPSwitch的輸出占空比D與IC成反比，故D減小，這就迫使VO降低，達到穩壓目的。反之，同理也可達到穩壓目的。由此可見，反饋電路正是通過調節TOPSwitch的占空比，使輸出電壓趨于穩定的。 2.4.2 反饋電路的四種基本類型 單片開關電源的電路可以千變萬化，但其反饋電路只有四種基本類型：基本反饋電路；改進型基本反饋電路；配穩壓管的光耦反饋電；配TL431的精密光耦反饋電路。它們的簡化電路如圖15（a）（d）所示。圖25 反饋電路的四種類型（1）基本反饋電路是利用反饋繞組間接獲取輸出電壓的變化信號，因此不需要使用光耦合器。該方案的電路最為簡單，但開關

36、電源的穩定性不高，難于把負載調整率SI降至5以下。若僅為改善輕載時的負載調整率，可在輸出端并聯一只合適的穩壓管，使其穩定電壓UZ=UO，此時輕載下的SIUimin時K1，即POPO，這表明原來選中的芯片此時已具有更大的可用功率，必要時可選輸出功率略低的芯片。（3）設初級電壓為UOR，其典型值為135V。但在Uimin85V時，受TOPSwitchII調節占空比能力的限制，UOR會按線性規律降低UOR。此時折算系數K=UOR/UOR1。圖35和圖36中的虛線表示UOR/UOR與Uimin的特性曲線，利用它可以修正初級感應電壓值。 現將對輸出功率進行修正的工作程序歸納如下： （1）首先從圖35、圖

37、36中選擇適用的特性曲線，然后根據已知的Uimin值查出折算系數K。（2）將PO折算成Uimin為規定值時的等效功率PO，有公式 PO=PO/K （32） （3）最后從圖31圖34中選取適用的關系曲線，并根據PO值查出合適的芯片型號以及、PD參數值。下面通過一個典型的實例來說明修正方法。例：設計12V，35W的通用開關電源已知Uimin=85V，假定Uimin=90115V=1035V。從圖35中查出K=115。將PO=35W、K=115一并代入式（2）中，計算出PO=304W。再根據PO值，從圖32上查出最佳選擇應是TOP224型芯片，此時=816，PD=2W。若選TOP223，則降至735

38、,PD增加到5W，顯然不合適。倘若選TOP225型，就會造成資源浪費，因為它比TOP224的價格要高一些，且適合輸出40W60W的更大功率。2 相關參數的修正及選擇（1）修正初級電感量 在使用TOPSwitchII系列設計開關電源時，高頻變壓器以及相關元件參數的典型情況見表31，這些數值可做為初選值。當UiminUimin時，由于電源效率和功率損耗均發生了變化，因此還需要對初級電感量LP進行修正。有公式：LP=KLP （33）表31 高頻變壓器及其相關元件參數的典型值參 數TOP221TOP222TOP223TOP224TOP225TOP226TOP227高頻變壓器初級電感LP（H）86504

39、40022001475110088015高頻變壓器初級泄漏電感 LPO（H）175904530221815次級開路時高頻變壓的諧振頻率fo（kHz）400450500550600650700初級級圈電阻RP（m）50001800650350250175140次級級圈電阻Rs（m）2012754353輸出濾波電感的直流電阻RL1（m）40322520161310共模扼流圈的直流電阻RL2(m)400370333300267233200查表31可知，使用TOP224時，LP=1475H。當K=115時，LP=1151475=1696H。表32 光耦合器參數隨Uimin的變化最低交流輸入電壓Uimi

40、n(V)85195LED的工作電流IF（mA）3550光敏三極管的發射極電流IE（mA)3550 （2）對其他參數的影響當Uimin的規定值發生變化時，TOPSwitchII的占空比亦隨之改變，進而影響光耦合器中的LED工作電流IF、光敏三極管發射極電流IE也產生變化。此時應根據表32對IF、IE進行重新調整。TOPSwitchII獨立于Ui、PO的電源參數值，見表33。這些參數一般不受Uimin變化的影響。表33 獨立于Ui、PO的電源參數值獨立參數典型值開關頻率f(kHz)100輸入保護電路的箝位電壓UB(V)200輸出級肖特基整流二極管的正向壓降UF(V)04初始偏置電壓UFB(V)16

41、 （3）輸入濾波電容的選擇輸入濾波電容器C1的容量與電源效率、輸出功率密切相關。對于寬范圍輸入的開關電源，C1的容量取F作單位時，可按比例系數3F/W，例如，當PO=30W時，C1=（3F/W）30W=90F，以此類推。在固定輸入時，比例系數變成1F/W，上例中的C1就變在30F。在設計開關電源時還需注意C1的容量誤差要盡量小，以免影響開關電源的性能。當C1的容量太小時，會降低TOPSwitchII的可用功率。上例中，若將寬范圍輸入時的C1容量由30F改成20F，則輸出功率會降低15；當C120F時，會造成可用功率更顯著地下降。此外，C1的容量大小還決定著直流高壓VI的數值。圖3.1與圖3.2

42、實際上是在VI=105V情況下繪制的，而圖3.3和圖3.4是在VI=265V情況下獲得的。這充分體現了C1對VI的影響。3.2 高頻變壓器的設計 高頻變壓器的設計是研制單片開關電源的關鍵技術。下面將通過設計一個75V、15W開關電源來詳細闡述高頻變壓器的設計方法。磁芯、骨架的選擇小型化、塑料盒密封式開關電源模塊可選低成本的EE或EI條形）型磁芯。當PO=15W時，若用常規漆包線饒制，可選EE22型磁芯，型號中的數字表示磁芯長度A=22mm。EE型磁芯的價格低廉，磁損耗低且適應性強。若采用三重漆包線，則選EE20或EF20型磁芯。一旦選好磁芯，骨架的尺寸也就確定下來了。從廠家提供的磁芯產品手冊中

43、還可出查出SJ、l、AL、b等參數值。先選擇EE22型磁芯，由手冊中查出SJ=041cm2，l=396cm，AL=24H/匝2，b=843mm。3.2.2 確定高頻變壓器的主要參數 （1）計算次級匝數NS 對于100V/115V交流輸入，次級繞組可取1匝/V；對于230V交流或寬范圍輸入應取06匝/V。先已知u=85265V，VO=75V，考慮到在次級肖特基整流二極管上還有04V的正向導通壓降VF1，因此次級匝數為（VO+VF1）06匝/V=（75V+04V）06匝/V=474匝。由于次級繞組上還存在導線電阻，也會形成壓降，實取NS=5匝。 （2）計算初級匝數NP(34) 初級線圈感應電壓VO

44、R=85V，VO=75V，VF1=04V，再與NS=5匝代入上式中可算出，NP=538匝。實取54匝。 （3）計算反饋繞組匝數NF (35) 將NS=5匝，VFB=104V，VF2=07V，VO=75V，VF1=04V代入上式中可算出，NF=703匝。實取7匝。3.2.3 高頻變壓器的饒制技術 （1）初級繞組必須饒在最里層。其優點之一是能縮短每匝導線的長度，減小初級繞組的分布電容；優點之二是初級繞組能被其他繞組所屏蔽，可降低初級繞組至相鄰元件的電噪聲。另外，初級繞組的起始端應接到TOPSWitch的漏極端，利用初級繞組的其余部分和其他繞組將它屏蔽，減小從初級耦合到其他地方的電磁干擾。初級繞組必

45、須設計成兩層或兩層以下，才能把初級分布電容和漏感降至最低。在初級各層之間加一絕緣層，能將分布電容減小到原來的1/4左右。 （2）反饋繞組的最佳位置取決于開關電源采用初級調整方案還是次級調整方案。采用前者時應將反饋繞組置于初、次級繞組之間，這樣能對初級回路元件上的電磁干擾起到屏蔽作用。選擇次級調整方案，需把反饋繞組饒在最外層，此時反饋繞組與次級繞組的耦合最強，對輸出電壓的變化反應得更靈敏，能提高調整度；另外還能減小反饋繞組與初級繞組的耦合程度以及反饋輸出的峰值充電效應，也有助于提高穩壓性能。兩種方案各具特點，可根據實際情況進行選擇。 （3）饒制多路輸出的次級繞組時，輸出功率最大的次級繞組應靠近初

46、級，以減小漏感。如次級匝數較少，每匝之間可適當留出間隙，使繞組能充滿整個骨架。更好的解決辦法是采用多股并饒的辦法。 （4）屏蔽層的設計。在初、次級之間增加屏蔽層，可減小初、次級之間共模干擾的容性耦合，最經濟的屏蔽法是在初、次級之間專饒一層漆包線，一端接VI（或VD）；另一端懸空并且用絕緣帶絕緣，置于高頻變壓器內部而不引出來。 為防止高頻變壓器泄露磁場對相鄰電路造成干擾，可把一銅片環繞在變壓器外部，構成屏蔽帶。屏蔽帶應與VD端連通。3.3 多路輸出式單片開關電源的設計許多家電產品（如電視機、機頂盒解碼器、錄像機）都需要由多路穩壓電源來供電。在電子儀器、自控裝置中也要給各種模擬與數字電路提供多路電

47、源。利用單片開關電源可實現多路電壓輸出。下面通過一個典型實例來詳細介紹多路輸出式開關電源的設計。3.3.1 電路設計方案 1確定多路輸出的技術指標由于IPM需要四組互相絕緣的控制電源，根據IPM對控制電源電壓、功率的要求，設計的開關電源具有四路輸出：主輸出VO1（15V， 600mA， 9W）,輔助輸出為VO2（15V，600mA，9W），UO3（同VO2），VO4（同VO2）。總輸出功率為36W。技術指標詳見表34。表34多路輸出的技術指標主輸出輔助輸出總輸出功率PO第1路第2、3、4路VO1IO1PO1VO2IO2PO2+15V（10%）600mA9W+15V（10%）600mA9W36W

48、 各路輸出的穩壓性能對電路結構和高頻變壓器的設計至關重要。通常，主輸出的穩定性要高于輔助輸出。 2確定反饋電路 前面提到過，反饋電路有四種類型。根據表1的輸出技術指標，可選擇配穩壓管的光耦反饋電路，如圖37所示。圖37配穩壓管的光耦反饋電路 3 芯片型號的選取根據電路的技術指標，VO=15V，PO=36W, 按照31中介紹的方法，近似查圖32，首先在橫坐標上找到PO=36W的輸出功率點，然后垂直上移與TOP224的實線相交于一點，由縱坐標查出該點的為75左右，最后從經過該點的那條等值線上查得PD=4W。這表明，選擇TOP224就能輸出36W功率，并且預期的電源效率為75，芯片功耗則為4W。因此

49、，可以選擇TOP224Y為電路芯片。根據所得到的PD值，進而完成散熱器選擇。 4設計開關電源電路 根據上述原則設計的多路輸出式開關電源的電路，如圖38所示。該電路采用一片TOP224Y型三端單片開關電源，交流輸入電壓范圍是85V265VAC。高頻變壓器的次級繞組有4個獨立繞組，但僅在主輸出端設計了帶穩壓管的光耦反饋電路。圖38多路輸出式開關電源電路多路輸出式開關電源有兩種工作方式：（1）不連續模式（DCM），其優點是在同等輸出功率的情況下，高頻變壓器能使用尺寸較小的磁芯；（2）連續模式（CCM），其優點是能提高TOPSwitch的利用率。多路輸出式開關電源一般選擇連續方式，因高頻變壓器尺寸不再

50、是重要問題，此時需關注的是多個次級繞組如何與印制電路實現最佳配合。對交流進線端接入的電磁干擾，可做相關處理如圖38所示。電磁干擾濾波器（EMI filter）由共模扼流圈L3和C9C11、C12和R12構成。C10與C11的中點應接通大地G。L3與C10、C11用來抑制共模干擾，C9和C12專門濾除串模干擾。因C9的容量較大（047F），在其上并聯電阻R12,在斷電后C9經R12進行放電，可避免電源進線端L、N上帶電。3.3.2 多路輸出式高頻變壓器的設計高頻變壓器采用EE29型鐵氧體磁芯，其有效磁通面積SJ=076cm2。留出的磁芯氣隙寬度=038mm。骨架有效寬度為26mm。初級繞組采用0

51、3mm漆包線，反饋繞組用03mm漆包線，次級線圈用055mm漆包線。對于230V交流或寬范圍輸入應取06匝/V。次級線圈若取06匝/V，VO=15V，考慮到在次級肖特基整流二極管上還有04V的正向導通壓降VF1，因此次級匝數為（VO+VF1）06匝/V=（15V+04V）06匝/V=9.24匝。由于次級繞組上還存在導線電阻，也會形成壓降，實取NS=11匝。 計算初級匝數NP(36) 初級線圈感應電壓VOR=105V，VO=15V，VF1=04V，再與NS=11匝代入上式中可算出，NP=75匝。實取77匝。 計算反饋繞組匝數NF (37) 將NS=11匝，VFB=104V，VF2=07V，VO=

52、15V，VF1=04V代入上式中可算出，NF=7.9匝。實取9匝。次級繞組有兩種繞制方法，一種是分離式繞法，另一個堆疊式繞法。表35次級繞組兩種繞法的比較繞制方法優點缺點分離式繞法排列具有靈活性，可將輸出電流較大的某一路輸出靠近初級，能把漏感引起的能量損失減至最小。因漏感較大，在輸出濾波電容上會產生峰值充電效應，導致輕載下的負載調整率變差。制造成本較高。骨架上的引腳較多（共6個）。堆疊式繞法1能加強磁耦合。2能改善輕載時的穩壓性能。3骨架上的引腳較少（僅4個）。4制造成本低。電壓最低（或最高）的繞組須靠近初級。為降低大電流時的漏感缺乏靈活性。本設計采用分離式繞法。次級繞組可用055mm漆包線饒

53、11匝。 在選取輸出整流管的參數時，應遵循以下原則：管子的額定工作電流（IF）至少為該路最大輸出電流的3倍；管子的最高反向工作電壓（URM）必須高于最低耐壓值（UR）。3.4 TOPSwitch的使用注意事項 使用TOPSwitch系列單片開關電源時需注意以下事項：交流輸入電壓 TOPSwitch可在85265V交流輸入電壓下正常工作。交流電壓最高不得超過265V（有效值），但可低于85V。實際上即使交流輸入電壓低至36V以下，TOPSwitch仍能維持工作，只是效率會降低，自動重啟動周期會延長，無法達到所規定的最大輸出功率值。最小負載 單片開關電源在空載或輕載時應在輸出端接一個最小負載，使輸

54、出電壓保持穩定。另外在使用TOPSwitch時，源極引腳和引線要盡量短。與TOPSwitch的代換問題 TOPSwitch第一代產品與TOPSwitch的電路原理完全相同，僅部分技術指標不同。主要表現為以下參數存在差異：u、V（BR）DS、POM。原則上可用TOPSwitch直接代換TOPSwitch，但須檢查高頻變壓器、漏極保護電路、次級高頻整流管的技術指標是否符合要求。舉例說明，TOP104Y為第一代TOPSwitch產品，u=85132V，V（BR）DS350V，POM=60W。而TOPSwitch系列中的相近型號為TOP224Y，其u=85265V，V（BR）DS700V，POM=75

55、W。顯然，可用TOP224Y直接代替TOP104Y，反之則不行。漏極保護電路 每當功率MOSFET由導通變成截止時，在開關電源的初級上就會產生尖峰電壓和感應電壓。其中的尖峰電壓是由于高頻變壓器存在漏感（即漏磁產生的自感）而形成的，它與直流高壓VI和感應電壓VOR疊加后很容易損壞MOSFET。為此，必須增加漏極保護電路，對尖峰電壓進行鉗位或者吸收。 漏極保護電路大致有以下四種設計方案： （1）利用瞬態電壓抑制器（TVS）和超快恢復二極管（SRD）組成TVS、SRD型鉗位電路（參見圖24）。 （2）利用阻容元件和超快恢復二極管組成的R、C、SRD型鉗位電路。 （3）由阻容元件構成的RC吸收回路。

56、（4）由幾只高壓穩壓管串聯而成的鉗位電路，專門對漏-源電壓VDS進行鉗位。 上述方案中以（1）的保護效果最佳，能充分發揮TVS響應速度快、可承受瞬態高能量脈沖之優點。方案（2）次之。當單片開關電源的輸出功率為50150W時，在電路中可同時采用方案（2）和（4），或采用方案（1）和（3），均可起到雙重保護功能。鑒于壓敏電阻器（VSR）的標稱擊穿電壓值（V1mA）離散性較大，響應速度也比TVS慢的多，在單片開關電源中一般不用它構成漏極鉗位保護電路。 電磁干擾濾波器 為了抑制從電網引入的電磁干擾（EMI），同時也防止開關電源產生的噪聲經電源線向外傳輸，須在單片開關電源的交流輸入端接入電磁干擾濾波器（

57、EMI filter）。由于TOPSwitch產生的電磁干擾較小，因此可簡化電磁干擾濾波器的結構，降低成本。簡單的電磁干擾濾波器僅用一只電容和一只共模扼流圈，較復雜的則需要使用四只電容配共模扼流圈（參見圖28）。 光耦反饋電路分析 光耦反饋電路實際上由兩部分構成：由反饋繞組NF、高頻整流濾波器構成的非隔離式反饋電路，反饋電壓VFB為光敏三極管提供偏壓；由取樣電路、外部誤差放大器、光耦合器構成的隔離反饋電路，它將VO的變化量直接轉換成控制電流IC。其中，VFB基本不受交流輸入電壓u變化的影響，而IC則與VO變化有關。僅當u寬范圍變化而負載穩定時IC才與u變化有關。 光耦合器設計單片精密開關電源時

58、應選擇電流傳輸比CTR=50%200%的線性光耦合器。 電流傳輸比（CRT）是光耦合器的重要參數。它表示光耦合器中光敏三極管（接受管）的輸出電流IC與發光二極管（發射管）的輸入正向電流IF之比，通常用百分數表示。有公式CRT=（IC/IF）100%對線性光耦合器而言，起CRT值應能在一定范圍內控制為常數，使其輸出電流與輸入電流之間呈線性關系。為降低光耦合器的功耗且避免出現誤觸發現象，CRT值應在50%200%范圍之內。另外，還必須采用線性光耦合器。 外部誤差放大器的原理分析 設計時使用TL431型可調式精密并聯穩壓器構成外部誤差放大器。該誤差放大器極為特殊，它不同于普通的誤差放大器，并且只有一

59、個輸入控制端。當輸出電壓發生波動且變化量為UO時，通過取樣電阻分壓之后，就使TL431的輸出電壓VK也產生響應的變化量，進而使LED的工作電流IF改變，最后通過控制端電流IC的變化量來調節占空比D，使VO產生響應的變化，從而抵消了VO的波動。上述穩壓過程亦可歸納成VOVKIFICDVO 最終使VO不變因此，TL341就起到了外部誤差放大器的作用。電阻R1的作用這里講的電阻R1是指光耦合器中LED的外部限流電阻。實際上除限流保護作用外，它對控制環路的增益也具有重要影響。這是因為若改變R1的阻值，即可依次影響到下列參數值：IFICDVO，也就相當于改變了控制環路的直流放大倍數。 另外，在介紹應用電

60、路時曾提到R1上的壓降很小，通常可以不予考慮。這同樣可加以證明。TOPSwitch的控制端電流很小，通常IC=24mA，現假定為2mA。若光耦合器電流傳輸比CTR取200%，R1=470，則IF=IC/CTR=2mA/200%=1mA，VR1=IFR1=470mV12V。因此，R1上的壓降完全可以忽略不計。磁珠單片開關電源的開關頻率較高（100kHz左右），在輸出整流管VD2關斷后的反向恢復過程中，會產生開關噪聲，容易損壞整流管。雖然VD2兩端并上阻容元件串聯而成的RC吸收電路，能對開關噪聲起到一定的抑制作用，但效果仍不理想，況且在電阻上還會造成功率損耗。解決的辦法是在次級整流濾波器上串聯一只