1、研究生課程考試答題冊得 分：姓 名 唐國林學 號 2014261587考試課程 電源變換技術課程編號 09G116考試日期 2015年1月9日 西北工業大學研究生院低壓大電流反激式同步整流開關電源的研究與設計摘 要近年來，隨著電子技術的快速發展，使得低電壓、大電流電路為未來主要發展趨勢。低電壓、大電流工作有利于提高工作電路的整體功率，但同時也給電路設計帶來了新的問題。傳統的變換器中常采用普通二極管或肖特基二極管整流方式，在低壓、大電流輸出的電路中，應用傳統二極管整流的電路，其整流的損耗比較大，工作效率比較低。一般普通二極管的壓降為1.01.3V,即便應用壓降較低的肖特基二極管(SBD)，產生壓

2、降一般也要有0.5V左右，從而使整流的損耗增加，電源的工作效率降低，已經不能滿足現代開關電源高性能的需求。因此，應用同步整流(SR)技術可達到此要求，即應用功率MOS管代替傳統的二極管整流。由于功率MOS管具有導通電阻很低、開關時間較短、輸入阻抗很高的特點，很大程度的減少了開關功率MOS管整流時的損耗，使得工作效率有一個顯著提高，因此功率MOS管以成為低壓大電流功率變換器首選的整流器件。要想得到經濟、高效的變換器，同步整流技術與反激變換器電路結合將會是一個很好的選擇。反激變換器拓撲電路的優點是電路結構簡單、輸入與輸出電氣隔離、輸入、輸出工作電壓范圍較寬，可以實現多路的輸出，因而在高電壓、低電流

3、的場合應用廣泛，特別是在5200W電源中一般采用反激變換器。本文介紹了采用同步整流技術的低壓、大電流輸出的反激式變換器的設計，比較了在不同模式下反激變換器的工作方式，對反激式電路、同步整流電路進行了研究與分析，并且分別介紹了采用同步整流技術的開關電源各部分的工作原理。本文對反激式同步整流電路進行了理論上的分析，并設計了一塊85265V電壓輸入，3V/10A輸出的反激式開關電源。應用VIPer53電源集成芯片，副邊采用功率MOSFET進行整流，通過結果可以看出，在低電壓、大電流輸出的電路中，應用同步整流技術可以顯著地提高開關電源的工作效率，在低壓、大電流開關電源中具有明顯的市場實用。關鍵詞：同步

4、整流；反激變換器；軟開關；MOSFET; VIPer53AbstractResent few years, has witnessed that the development of electronic technology, make the working voltage of the circuit is more and more low, current is bigger and bigger. Low voltage work is helpful to reduce the overall power consumption of the circuit, but it pu

5、ts forward a new problem to the power supply design. The traditional converter often adopts the ordinary diodes or Scotty diode rectifier, in the case of low voltage, high current output, rectifier diode conduction voltage drop is higher，especially the wastage of the output rectifier. Fast recovery

6、diodes (FRD) or super fest recovery diode (SRD) of the pressure drop can be up to 1.01.2V，even with low pressure drop of the Scotty barrier diode (SBD)，also produces about 0.5 V voltage, lead to rectifying loss increases, power efficiency decline, has been unable to meet the low voltage high current

7、 switching power supply the need of high efficiency and small volume. In this case, its necessary to adopt synchronous rectifier (SR) technology，which uses the power MOSFET instead of the traditional or conventional diode for rectifier Scotty diodes. Due to the low power MOSFET turn-on resistance, s

8、witch time is short, high input impedance，it greatly reduces the wastage of the switching converter rectifier, improve work efficiency, so it becomes a low-voltage high-current power converter rectifier device of choice. Synchronous rectifier technology combined with the appropriate circuit topology

9、, low-cost high-efficiency converter can be obtained. The flyback converter circuit has advantages of simple topology, input and output electrical isolation, voltage rise/drop range is wide, multiplexed output easily, therefore it is widely used in high voltage, small power occasions, widely used in

10、 the 5150w power supply. This paper introduces the design of flyback converter with low voltage and large current based on synchronous rectification, compares the flyback converter with different operation mode, and researches the flyback circuit, synchronous rectification technology. And this paper

11、 introduces the principle of Synchronous Rectifier Reverse Converter.This paper analyses the flyback synchronous rectifier circuit theoretically, and establishes analysis of mathematical models, and it designs a 85265V input, single flyback switch power output of 3V/10A. Adopt the VIPer53 power IC a

12、nd the power of the MOS by side to implement the rectifier output. Both the theoretical analysis and experimental results test and verify that Synchronous rectification in low voltage high current circuit has the obvious effect to improve the efficiency of the switch power supply, and flyback synchr

13、onous rectifier circuit has great practical value in the low voltage and high current switching power supply of small power.Key words: Synchronous rectification; Flyback converter; Soft switch; MOSFET;VIPer53目 錄摘 要1Abstract2目 錄3第一章 引 言41.1 選題的背景和意義41.2 低壓大電流開關電源未來的發展新技術41.3 本課題的主要研究方向與工作內容61.3.1 本課題

14、創新點61.3.2 本課題難點61.3.3 本課題主要技術指標6第2章 反激式變換器工作原理72.1 反激變換器的工作原理72.2 DCM與CCM模式反激變換器的比較8第三章 同步整流技術103.1 同步整流技術發展103.2 同步整流技術與傳統整流技術的比較10第4章 高性能3V/10A反激式同步整流的開關電源設計124.1 AC-DC開關電源旳方框圖124.2 開關電源主電路設計124.2.1 防雷保護電路124.2.2 EMI 電路134.2.3 濾波與整流電路134.2.4 RCD鉗位吸收電路144.2.5 RCD鉗位電路的設計144.2.6 高頻變壓器的設計154.2.7 繞制變壓器

15、注意的一些問題194.3 開關電源的控制電路204.3.1 反饋電路204.3.2 TL431 芯片204.3.3 光耦PC817芯片214.3.4 集成電源芯片VIPer53214.4 反激同步整流驅動電路選擇214.5 3V/10A反激式同步整流AC-DC開關電源的電路原理圖22第5章 結論與展望23參考文獻24第一章 引 言1.1 選題的背景和意義隨著電子技術發展，電子系統廣泛應用于各種電子設備當中。電源是所有電子設備都不可或缺的，而電子系統的安全可靠性能很大程度上取決于電源性能的優劣。未來電源將朝著重量輕、體積薄、成本低和高效率的方向發展，開關電源恰好符合上述要求。隨著電子元器件的快速

16、發展，開關電源的應用越來越廣泛，未來開關電源將沿著集成度更高，功耗更低，電路更加簡單，工作更加可靠的方向發展4。近年來，隨著各種專用的低電壓、大電流電路的應用越來越多，如工作電壓3.3V的微處埋器、數字信號處理器等，使得低電壓、大電流輸出的開關電源日益成為一個重要的研究方向。低電壓、大電流工作方式有利于提高電路的整體效率，但同時也給電源設計帶來了新的困難。傳統的開關電源中常釆用普通二極管或肖特基二極管進行整流，在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極管的導通電壓較大，整流管輸出的功耗較高。普通的二極管用作整流時，整流壓降一般為1.01.2V，即便應用壓降很低的肖特基二極管(SBD)進行整流，整流

17、時產生的壓降也要有0.5V左右，整流時產生的損耗較大，影響電源工作效率，對于低壓、大電流開關電源高效率、小體積的需求，顯然已達不到要求。因此，應用同步整流(SR)技術，即采用功率MOSFET代替傳統的肖特基二極管或普通二極管進行整流。由于功率MOSFET相比于傳統二極管具有的導通電阻極低、開關時間很短、輸入阻抗很高的特點，開關變換器在整流時產生的損耗將很大程度上降低，有助于工作效率的提高，因此在低壓大電流功率變換器中，功率MOSFET成為首選的整流器件2。1.2 低壓大電流開關電源未來的發展新技術為了實現高性能的AC/DC變換器的設計，近年來在此領域不斷發展并涌現出很多新的技術，大體如下所示：

18、1)有源鉗位技術鉗位電路的作用是將開關電源工作時產生的尖峰電壓鉗制在一定的范圍之內，起到保護功率開關管作用。鉗位電路分為有源鉗位和無源鈕位。普通的R、C、VD型電路屬于無源鉗位電路，優點是電路結構簡單，可以吸收由高頻變壓器漏感產生的尖峰電壓，但是其本身消耗的損耗較大，降低了電源的效率。有源鉗位是由美國VICOR公司發明的一項專利，可以顯著的降低開關電源的功率損耗。2)同步整流技術同步整流(SR)是在20世紀末產生發展起來的。它釆用導通電阻極低的功率MOS管代替傳統的整流二極管或肖特基二極管，以降低輸出整流損耗。同步整流電路采用功率MOS管作為整流器件，柵極電壓與被整流電壓的相位必須保持同步，才

19、可以實現同步整流的功能，故稱為同步整流。安森美半導體公司生產的MOSFET場效應晶體管同步整流器，正向壓降僅為0.20.4V，反向恢復時間僅為100ns5。3)軟開關技術軟開關技術是通過電容與電感的諧振作用，開關器件中的電流和電壓按照正弦或準正弦的規律變化。電流過零時，開關管器件截止；電壓過零時，開關管器件開通，理論上實現開關管的零損耗，不僅可以改善開關電源的效率，還可以保護功率MOS管4。軟開關技術可以很大成度的降低功率開關器的開關損耗，是實現開關電源高頻化的一項重要技術，因此在開關電源中軟開關技術得到了越來越多的應用。4)磁放大器穩壓技術磁放大器由取樣電路、基準電壓源、磁復位控制電路、可控

20、磁飽和電感器在穩壓電路中的作用等效于可控磁開關，只有改變磁復位的延遲時間，即可精細調節脈沖寬度，達到精密穩壓目的。因此，磁放大器可看為是一個外部脈寬調制器。在正、負壓對稱輸出式開關電源中，利用磁放大器穩壓電路不僅能提高穩壓精度，還能顯著改善交叉負載調整率。5)單片開關電源應用新技術隨著單片開關電源的應用日益普及，在電路設計中也開始采用一些新技術：StackFETTM(疊加場效應管)技術。為避免損壞內部的MOS管，在其漏極上疊加一只高壓功率MOS管，作為外部的MOS管。超寬輸入范圍的工業控制電源的設計。為了保證電路可以在極低的交流電壓輸入時也可以正常工作，需要在外部增加一個懸浮式高壓恒流源，以便

21、在低壓輸入時給電路繼續供電。無源填谷電路。無源填谷電路的特點是利用填谷電路來大幅度增加整流管的導通角，通過把谷點填平，把輸入尖峰脈沖電流變為近視正弦波的電流，其優點是電路結構簡單、成本較低，功率因數補償效果顯著5。6)高可靠性、模塊化設計電源模塊是采用微電子技術把電源集成電路與微型電子元器件組裝為一體，來完成某種特定的功能。其優點為：電路的設計簡化；工藝技術先進，可以提高整機合格率和可靠性；縮小電源體積5。7)新型高頻功率半導體器件及磁性材料功率場效應管(MOSFET)，超快恢復二級管，絕緣柵雙級晶體管(IGBT),無感電容，無感電阻，新型鐵氧體材料，納米軟磁金屬等，新型器件和材料的出現加快了

22、開關電源的升級換代。例如功率MOS管和IGBT已完全可代替功率晶體管和中小型電流管，使AC/DC開關電源的頻率可達到400KHZ和DC/DC開關電源的頻率可達到1MHz，從而實現了開關電源高頻化。1.3 本課題的主要研究方向與工作內容1.3.1 本課題創新點(1)在傳統的開關電源拓撲結構中進行改進，用有源鉗位軟開關技術，降低開關損耗，電路采用VIPer53系列單片開關電源集成芯片，可以達到85%以上，甚至更高的效率。(2)在開關電源輸出端使用功率MOS管進行整流(同步整流)，代替傳統的肖特基二極管整流，減小了輸出端的整流損耗，提高了開關電源的效率。采用TL431可調式精密穩壓器與PC817光藕

23、組成的反饋電路，構成外部誤差放大器，對輸出電壓進行精準的調整，穩壓性能最佳。1.3.2 本課題難點(1)開關頻率較高，高頻變壓器繞制相對比較復雜。(2)目前在反激式AC-DC開關電源中使用同步整流技術仍還不夠成熟，沒有大批量的進入市場，如何穩定的控制后端同步整流技術仍需進一步發展研究。1.3.3 本課題主要技術指標(1)輸入電壓：85265V(2)工作頻率：l00Hz(3)輸出電壓：3V(13%)(4)輸出電壓：10A(5)穩定度：大于或等于99%(6)輸出紋波：小于或等于80mV(7)整機效率：85%(8)保護功能：輸入過壓、欠壓，輸出過流保護等。第2章 反激式變換器工作原理2.1 反激變換

24、器的工作原理反激變換器一般主要用于中、小功率的開關電源當中。在應用電路中，反激變換器可分為兩種工作模式，一是不連續導通模式(DCM模式)，二是連續導通模式(CCM模式)。兩種工作模式各有其自身的優缺點，根據反激式開關電源設計的要求，合適的選擇工作模式將可以實現開關電源最優化的設計，本文將要著重探討工作模式的問題。反激變換器的電路拓撲如圖2.1所示，開關管Q1導通吋，此時變壓器等效為電感，用于存儲能量，此吋等效為純電感，流經電感的電流線性上升，幅值電流為。此吋斜率為，變壓器儲存的能為： (2.1)式中，E的單位為焦耳，的單位為亨利，的單位為安培。開關管Q1截止時，由于電感電流不能突變，在開關管Q

25、1關斷瞬間，變壓器將初級儲存的能量傳送到次級，提供負載電流，同時對電容C1進行充電，以補償電容C1在Q1導通時提供負載電流時所消耗的能量。次級電流幅值為：。圖2.1反激變換器電路拓撲圖2.2 電感和上的電流波形根據電感電流是否連續，反激變換器可以分為：不連續導通模式(DCM).連續導通模式(CCM)。不同工作模式下，其電感電流波形圖如圖 2.2所示，圖中為變壓器原邊繞組電感電流，為變換器副邊繞組電感電流，D為占空比，為開關周期。在開關管導通過程中，變壓器的磁通增量與反激過程中的磁通變化量相同，有由公式可以得出，在磁通增量相等的工作點上，變壓器原邊、副邊繞組的伏-秒值相同。電路工作過程：S開通以

26、后，VD處于斷態，N1繞組的電流線性增長，電感儲能增加；S關斷后，N1繞組的電流被切斷，變壓器中的磁場能量通過N2繞組和VD向輸出端釋放。S關斷后的電壓為： (2.2)反激電路工作模式：電流連續模式：當S開通時，N2繞組中的電流尚未下降的零。輸出電壓關系： (2.3)2.2 DCM與CCM模式反激變換器的比較CCM工作模式與DCM工作模式CCM工作模式的主要優點是初、次級繞組電流相對于后者較小，輸出損耗較小、工作效率較高；缺點是變壓器的體積比較大DCM工作模式主要優點是變壓器的體積相對于前者較小；缺點是初次級電流相對前者比較大，輸出性能較差，輸出端需要大型的LC濾波器，工作效率較低。所以，選取

27、適當的工作模式對降低開關電源損耗，提高工作效率有著極其重要的作用。本文設計要求在空載時，開關電源工作在DCM模式；滿載時，開關電源工作在CCM模式。 第三章 同步整流技術3.1 同步整流技術發展隨著高速超大規模的集成電路的尺寸越來越小，要求集成電路的損耗越來越小，供電的電源電壓不斷下降，而供電電流越來越大。整流損耗現在已經成為開關電源的主要損耗。為了提高電源的變換效率，必須降低輸出整流電路的損耗，MOSFET管具有低導通電阻，采用MOSFET管進行輸出整流將會很大程度上降低整流損耗，提高電源的工作效率。輸出端釆用MOSFET管進行整流的電路稱為同步整流電路。物理特性的極限值使二極管的正向壓降難

28、以降到0.3V以下。相反，可以通過加大硅片的尺寸或者并聯分離MOSFET器件的方法來降低MOSFET管的導通電阻。從上世紀80年代開始，國際電源界開始研究設計同步整流技術，用導通損耗小的MOSFET管來替代快恢復二極管或肖特基二極管，在低壓大電流的電源中應用比較多，伴隨著市場上電源變換器的輸出電壓越來越低，同步整流技術的應用將變得越來越廣泛。與普通二極管相比，同步整流電路具有低正向壓降、高截止電壓、小反向電流和整流損耗低等優點。現在同步整流MOSFET管的制作工藝技術已經取得了突破性的進展，MOSFET管導通電阻下降了原來的1/5，如IR公司的IRF1404，其導通電阻只有4m。同步整流的工作

29、頻率最高可達到200kHz，同步整流技術提高了開關電源的整流效率，使得低壓、大電流、小體積的開關電源的生產變得更加便利10。3.2 同步整流技術與傳統整流技術的比較(1)傳統整流技術的不足在傳統整流電路中，低電壓、大電流開關電源選擇整流管時，一般首選肖特基二極管。肖特基整流二極管的導通壓降大約為0.5V，但是當輸出電壓較低時，采用肖特基二極管整流的電源的整流損耗較大，5V輸出時，效率一般可達到85%，3V輸出時，效率降為80%，更低的1.5V輸出時，效率僅有65%左右，顯然以達不到社會對高品質電源的要求需要。現代高速超大規模的集成電路尺寸不斷減小，電源的電壓不斷下降，如筆記本電腦、適配器的電源

30、電壓以下降到2.53.3V，甚至更低達到1.51.8V。采用肖特基二極管或者超快恢復二極管作為輸出整流管時，其整流管的正向壓降有0.40.6V,甚至達到1V以上。在輸出電壓低于3V的開關電源中，其整流損耗將達到總損耗的50%，甚至更高。下表3.1為采用肖特基二極管應用在低壓大電流開關整流時，電源的損耗分析，其中為肖特基二極管正向壓降，為輸出電壓，為肖特基二極管的損耗，為輸出功率。表3-1 電源的損耗分析5V3V1.8V1.5V/8%12%22%27%從表3.1中可以看出，應用肖特基二極管作為輸出整流管時，輸出電壓越低，肖特基二極管的損耗在總損耗的比例/越大。(2)采用同步整流MOSFET管的優

31、點功率MOSFET管的通態電阻，正向壓降都很小，例如當輸出電流I=20A，功率MOSFET管的正向壓降僅為0.12V,通態電阻=6m ,功耗損失為2.4W;而肖特基二極管的正向壓降=0.34V，功耗損失高達6.8W。因此，在低壓大電流的開關電源中，用通態電阻。正向壓降都很小的功率MOSFET管代替肖特基二極管，可以提高開關電源的工作效率。下表3.2為功率MOSFET管應用在低壓大電流開關電源整流中，開關電源的損耗分析。表3-2開關電源的損耗分析5V3V1.8V1.5V/1%3%5.6%6.7%表3.2中可以看出，即使輸出電壓降為1.5V，應用功率MOSFET管進行輸出整流，其功率MOSFET管

32、的整流損耗在總損耗的比例Pf/PO也僅為6.7%。隨著開關電源的輸出電壓越來越低，同步整流技術的應用已經引起了人們廣泛的關注。與傳統的肖特基二極管相比，同步整流MOSFET管除具有正向壓降小優點外，還具有關斷電壓高、反向電流小等優勢。因此，在低電壓、大電流、高頻率、高功率密度的開關電源中，同步整流MOSFET管有很好的發展應用前景10。第4章 高性能3V/10A反激式同步整流的開關電源設計4.1 AC-DC開關電源旳方框圖本文設計的樣機將釆用同步整流管進行后端的整流，釆用意-法半導體有限公司（SGS-Thomson)的VIPer53芯片，其內部包含振蕩器、降壓器、電流檢測比較器、FPM鎖存器、

33、高增益E/A誤差放大器、適用于驅動功率MOSFET的大電流推挽輸出電路控制電壓源和過流保護電路。芯片高集成度，外圍電路結構簡弟，應用于輸入85265V、50Hz的交流電，可以應用在各種開關電源模塊當中。開關電源的方框圖如圖4.1所示：圖4.1開關電源的基本方框圖4.2 開關電源主電路設計開關電源主電路一般包括輸入端保護電路、EMI電路、整流濾波電路、鉗位電路等，下面將分別介紹每個電路的工作原理。4.2.1 防雷保護電路當有雷擊，產生高壓經電網導入電源時，由保險絲F1、壓敏電阻RV、熱敏電阻RT組成的電路進行保護。當工作電壓超過壓敏電阻RV兩端的電壓時，壓敏電阻RV阻值會降低，壓敏電阻用于消耗高

34、壓能量，若電路流過的電流過大，保險絲F1就會燒毀從而保護后級電路，當電源啟動開始，給電容C2進行充電，因為啟動開始時電流較大，利用熱敏電阻RT的熱敏效應可以有效的減小浪涌電流。因RT (負溫系數元件)電阻主要用于吸收瞬時能量，隨著溫度升高而RT阻值減小，此時RT阻值上消耗的能量很小，后級電路可以正常工作。防雷電路如圖4.2所示：圖4.2 防雷電路圖4.2.2 EMI 電路型濾波電路由電容CX1、CX2和電感L1組成，主要作用是用來抑制電磁噪聲與雜波信號對電源的干擾，提高電源的穩定性，并且也有利于抑制高頻雜波對電源的影響。EMI電路原理圖如圖4.3所示：圖4.3 EMT電路原理圖4.2.3 濾波

35、與整流電路輸入電壓經橋堆BR1整流后得到紋波較大的電壓，此電壓經過電容C9、C10濾波后得到紋波較小的直流輸出電壓。濾波的效果與電容C9、C10容量有關，濾波電容的選取多是使用公式為RC(35)T/2，下面將介紹濾波電容器的選取方法。1)濾波電容器額定電壓的選擇選擇髙壓鋁電解電容器的參數時，需要降低使用工作電壓值，一般需要降額90%左右。輸入電壓范圍在85V260V時，經橋堆整流后的電壓值最高可以達到360V。因此在選擇濾波電容器時，濾波電容器的工作額定電壓要高于360V。需要注意的是，盡管電解電容器的額定電壓都有一定的富裕量，但是考慮到電源的使用安全和使用壽命，額定電壓為300V到350V的

36、電解電容器是不可以應用在85V260V輸入的電路之中。其主要原因為，在額定電壓下與降額工作情況下，高壓鋁電解電容器的漏電流值相差將近10倍，使用壽命也會有很大的差異。2)濾波電容器電容量的選擇濾波電容器主要是為了實現平穩的輸出電壓，合理選取濾波電容器電容量是電路得以正常工作的必要條件。當輸入電壓為85V265V時，按輸出功率選擇為不低于每瓦(34)F(即： (34)F/W)。濾波電容器電容量的取值依據為：在85V265V交流輸入的最低值時，整流輸出電壓最小值要高于90V，在輸入此電壓時，經過整流濾波后的電壓為115V,電壓差為25V。在電源工作的半個周波里(l0mS)，其中2mS為濾波電容器的

37、吸收能量時間，濾波電容器放電時間為8ms，給負載供應電流，電容C公式： （4.1）式中為輸出電流，t為濾波電容的放電時間，為電壓差。4.2.4 RCD鉗位吸收電路由于受變壓器的漏感和其它分布參數的影響，在反激式變換器開關管關斷時刻，將會有一個巨大的尖峰電壓，受其影響開關管不可以正常工作，必須想到辦法來抑制尖峰電壓，目前抑制尖峰電壓的措施有許多方法，其中被廣泛應用是RCD鉗位電路，其特點是電路結構簡單，造價低廉，但是，RCD鉗位電路的鉗位電壓不夠穩定，受負載的影響較大，若RCD鉗位電路的參數設計不夠合理，RCD鉗位電路可能會降低整機的工作效率，或者會損壞開關管。本節介紹了一種在反激式變換器中應用

38、廣泛的RCD鉗位電路的基本原理，采用二極管和電容串聯，電阻并聯在電容上，這種電路有助于限制功率管關斷時的最高電壓，防止功率管因關斷過壓而損壞。RC值需要按照最小輸入電壓，輸出最大負載確定，即工作在最大占空比條件下，否則，隨著占空比D的增大，副邊的導通時間也會隨著增加，主勵磁電感能量部分將會被鉗位電路消耗。4.2.5 RCD鉗位電路的設計確定箝位電壓箝位電壓大小受開關管的和最高輸入電壓的影響，考慮降額使用系數的影響，設降額使用系數大小為0.9，可用下式來確定的大小。 (4-2)式中為最大輸入電壓，及為漏源極擊穿電壓。確定初級繞組的漏感量通過把各個次級繞組測短路的辦法，可以求得初級繞組的漏感值，初

39、級繞組的漏感值與測得的初級繞組的電感量相同。在測試的時候，需要保持測試頻率與變換器的工作頻率一致。確定箝位電阻箝位電容電壓與箝位電壓相同，因此消耗在箝位電阻上的功率為： ( 4.3)式中為箝位電阻消耗的功率。根據能量守恒原則有： (4.4)式中為箝位電阻消耗的能量，為初級繞組漏感中儲存的能量，為折射電壓，為箝位電壓。將能量轉變為平均功率，則(4.3)式可表示為： (4.5)式中為變換器的工作頻率，為初級繞組的漏感量，為開關管的峰值電流。由(4.3)、（4.4)式可求得箝位電阻為： (4.6)確定箝位電容選擇箝位電容時應盡量選擇取容量較大的電容，大容量的箱位電容在吸收漏感能量時，其本身產生的脈沖

40、電壓較小，脈沖電壓的大小一般為箝位電壓的6%-11%左右，這樣，箝位電容的最小值可以通過下式表示: (4.7)式中為箝位電容，為箝位電壓，為箝位電容上的脈沖電壓，為箝位電阻，為變換器的工作頻率。4.2.6 高頻變壓器的設計反激式高頻變壓器是反激式開關電源的核心，它決定了反激式開關電源許多的重要參數，如占空比D，最大峰值電流，若反激式變壓器設計不合理，則會直接影響高頻開關電源的整體性能。變壓器設計的一般步驟如下：計算變壓器距比考慮開關器件電壓應力的余量(=20%)，則有： (4.8) (4.9)由以上兩式可求出 56N5 (4.10)式中為輸入電壓最大值：=375V為VIPer53芯片的內部最大

41、柵極電壓：=700V為輸出電壓：=3V為同步整流MOS管的壓降，可忽略不計。最低輸入電壓和最大占空比根據上文提到輸入電容按照輸出功率2F3F/W選取，所以輸入濾波電容值=100F，最低輸入電壓為： (4.11) =95V (4.12)式中為輸入電壓：=/85%=39WT為交流輸入電壓周期：T=0.02s為整流橋的響應時間，一般取值為：=3ms為輸入最小交流電壓：=85V最大占空比般取值在0.30.5之間，現取0.4,又有最大占空比： =19.2 (4.13)符合56N5，這里取N為20計算初級臨界電流均值和峰值 (4.14) (4.15)最大導通時間、副邊峰值電流、初級電感量與次級電感量為了適

42、應突變的負載電流，把電源設計為臨界模式，臨界電流=0.8=8A最大導通時間 =4s (4.16)副邊峰值電流 =13.3A (4.17)變壓器的次級電感量 =10H (4.18)變壓器的初級電感量 0.54Mh (4.19)變壓器磁芯面積 (4.20) =0.072是窗口的銅填充系數，=0.4。是磁芯填充系數，對于鐵氧體磁芯取=l。是變壓器工作磁通密度，鐵氧體磁芯1/2,鐵氧體磁芯=3900G，取=1600G。j是電流密度，取j=4A/。由于 AP=*,查表可選磁芯為 EF20/PC40，AP=0.1013，=30.24, =30.5。反射電壓 =80V (4.21)式中為最大占空比，=0.4

43、，為輸入最小電壓，=95V取變壓器的原邊、副邊和輔助繞組的匝數和氣息長度。首先令副邊繞組=3,利用公式可求原邊繞組為： 得=60 (4.22)負責為芯片VIPer53供電的輔助繞組為： (4.23)負責為同步整流管提供驅動電壓的輔助繞組為： (4.24)式中為芯片的工作電壓取=12V，為輸出電壓3V,氣隙長度為： =0.25 (4.25)式中=23, =0.54mH, =60滿載時峰值電流、最大工作磁通密度 (4.26) =1115G1600G (4.27)變壓器原邊繞組、復邊繞組的有效值 原邊繞組有效值為：=0.32A (4.28)副邊繞組有效值為：=5.73A (4.29)式中取值為0.7

44、。計算原邊繞組、副邊繞組的線徑導線截面積公式為： (4.30)其中I為通過導線的電流有效值，J為導線允許的電流密度，一般取值J=4A/。原邊繞組導線截面積為, =0,32/4=0.08。原邊繞組的線徑可選d=0.29mm。副邊繞組線截面積為,=5.73/4=1.43。副邊繞組線徑可選d=0.41mm的銅線并繞6股。 變壓器繞線結構及工藝變壓器的磁芯EF20查表可知Bobbin繞線寬度W=12.1mm，高度H=2.9mm初級原邊線圈為60匝, 0.29mm銅線，最大外徑為0.32mm，每層30圈，W=0.32x30=9.6mm輔助繞組為3匝，0.41 mm銅線(8股)，最大外徑為0.5mm，W=

45、0.5X8X3=12mm輔助繞組為13距，0.25mm銅線，最大外徑為0.275mm，W=0.275x 12=3.3mm輔助繞組為13距，0.25mm銅線，最大外徑為0.275mm, W=0.275X12=3.3mm總高度H=0.32x2+0.5+0.275+0.275=1.95mm，可以看出磁芯EF20滿足設計要求。表4-1為變壓器的繞線結構與方法繞組端子匝數導線線徑141130.25mm漆包線235300.29mm漆包線3屏蔽層110.05m厚，9.3mm寬的銅箔片48,96,730.41mm(6股)漆包線5屏蔽層110.05m厚，9.3mm寬的銅箔片652300.29mm漆包線7108,

46、9130.25mm漆包線4.2.7 繞制變壓器注意的一些問題漆包線的選用：選用漆包線時，要選擇高強度的漆包線，為了避增大導線間的電位差，繞制時要逐圈排線，不可以大幅度斜跨。繞線的方法：釆用初級夾次級的三明治繞法，由于增加了初次級的有效耦合面積，很大程度上降低了變壓器的漏感，漏感減小，引起的電壓尖峰也會降低，這就使MOS管的電壓應力降低，同時，由MOS管與散熱片引起的共模干擾電流也會相應降低，從而改善EMI；由于在初級繞組中間加了一個次級繞組，變壓器初級的層間分布電容下降了，而層間分布電容的下降，就使得電路中的寄生振蕩減少，同樣可以達到降低MOSFET與次級整流管的電壓電流應力的作用，進而改善E

47、MI。屏蔽層的設計：在原邊與副邊繞組之間加入了一個銅箱屏蔽層，將原邊的共模干擾信號通過屏蔽層返回大地，改善EMI。安全試驗：變壓器繞好后需要在外面繞34層絕緣膠帶，然后插入磁芯，浸入清漆，最后進行安全測試。對于輸入110V的電源，初級與次級間應能承受2000V交流電壓，持續時間30s，漏電距離為2.53mm;對于220V輸入電源，需要承受3000V的交流電壓，漏電距離為56mm。各個繞組首尾引出端需加絕緣套管，絕緣套管壁厚不可以小于0.4mm。4.3 開關電源的控制電路控制電路主要由反饋電路、PWM控制電路、保護電路構成，接下來將對每部分進行詳細分析。4.3.1 反饋電路反饋電路是由電阻R7、

48、R8與穩壓芯片U3(TL431)、光耦(PC817)構成，其主要工作原理為輸出電壓經過取樣電阻R7、R8分壓，送至穩壓芯片U3(TL431)的參考點，TL431內部有一個2.5V的基準電壓，輸出電壓可用下式求得： (4.30)當電阻R7、R8的阻值確定后，兩者對的分壓引入反饋，若輸出電壓增大，反饋量也增大，TL431的分流也增大，從而導致下降；若輸出電壓減小，反饋量將降低，TL431的分流隨著降低，導致上升，以控制TL431的導通程度，進而控制光耦器件，已達到最優化的PWM的開關方式，從而達到輸出穩定的目的。但要注意的是，在選擇電阻時必須保證TL431工作的在陰極的電流大于1mA。電阻R6、C

49、8提供TL431所需的回路補償，以便穩定控制回路，反饋電路原理圖如圖4.5所示：圖4.4反饋電路原理圖4.3.2 TL431 芯片TL431芯片是德州儀器公司(TI)生產的一個具有良好的熱穩定性能的三端可調分流基準源。通過調節兩個電阻，輸出電壓可以設置從 (2.5V)到36V范圍間的任意值。TL431芯片的動態阻抗為0.2，在很多應用中可以用TL43I代替齊納二極管，TL431是一種并聯型穩壓集成電路。其主要優點為性能良好、價格低廉，因此在各種電源電路中得到了廣泛的應用。4.3.3 光耦PC817芯片光耦合器PC817以光為媒介傳輸電信號。由于PC817對輸入、輸出電信號具有良好的隔離作用，所

50、以PC817在各種電路中應用廣泛。目前光稱合器PC817已成為品種最多、用途最廣泛的光電器件之一。光耦合器PC817由光的發射、光的接收及信號放大三部分組成。輸入的電信號作為發光二極管(LED)驅動信號，使其發出一定波長的光，光探測器接收發光二極管發出的光從而產生光電流，再經過進一步放大后輸出。4.3.4 集成電源芯片VIPer53VIPer53單片集成開關電源芯片是意-法半導體公司最近開發出的試用于中、小功率單片開關電源產品，VIPer53內部集成了一個專用電流型PWM控制器和一個釆用多晶胞網絡（Mdmesh)工藝的高壓功率場效應管MOSFET。同時芯片內部含有一個10300kHz外部可調頻

51、率的振蕩器、高壓啟動電流源、帶隙基準、用于環路補償的并聯調整器、誤差放大器及輸入過壓、欠壓、過電流、過電壓、過溫保護等電路。與同等級的芯片相比較，除了具有完善的保護功能外，最大特點是符合“藍天使”與“能量之星”的待機功能。4.4 反激同步整流驅動電路選擇同步整流管的驅動方式大致可分為三種：第一種是外加驅動控制電路；第二種是自驅動控制電路。自驅動式同步整流可分為兩種：電流驅動方式和電壓驅動方式；第三種是半自驅控制電路。驅動波形的上升或下降沿信號分別由主變壓器和獨立的外驅動電路提供。表4.3 三種驅動方式比較優點缺點外加驅動控制其驅動波形的質量高，調試方便。電路復雜，成本高，其驅動波形的質量高，在

52、追求小型化和低成本電流自驅動拓撲結構獨立，在己有的拓撲結構中，可以用電流驅動同步整流器代替肖特基整流二極管，有很強的通用性。電流檢測造成的功率損耗較大，不適合高頻電路，影響電流自驅動同步整流技術的推廣應用。電壓自驅動不需要額外的驅動電路，電路結構簡單。不同開關轉換器其驅動方式也不同，很難獲得精確的控制吋序；驅動電壓受變壓器的漏感影響，使轉換器效率下降；同步整流MOS管體寄生二極管的產生的損耗較大，降低了同步整流電路的工作效率。半驅動控制效率高，驅動電路相對簡單，容易控制。電路復雜，成本高對比以上的三種驅動方式，可以看出電壓型自驅動同步整流控制技術不需要外加驅動電路，直接可以由變壓器副邊繞組驅動，電路簡單，成本低，在市場當中應用廣泛，因此，本文設計的高頻開關電源將采用電壓型自驅動同步整流控制技術。4.5 3V/10A反激式同步整流AC-DC開關電源的電路原理圖應用畫圖軟件Altium Designer設計出電路的原理圖，如圖4.18所示。圖4.5 同步整流管整流的3V/10A幵關電源的原理圖第5章 結論與展望隨著社會經濟的不斷發展與進步，人們的生活水平也在不斷提高。任何電器和電氣設備都離不開電源，開關電源具有體積小、效率高等優點。因此開關電源在人們的工作和生活中得到了廣泛的應用。本文的主要工作是基于3V/10A低壓、大電流輸出的AC/DC高頻開關電源整流方