1、1第七章第七章 模擬角度調制與解調電路模擬角度調制與解調電路7.1 7.1 概述概述7.2 7.2 角度調制與解調原理角度調制與解調原理 7.3 7.3 調頻電路調頻電路 7.4 7.4 鑒頻電路鑒頻電路 7.6 7.6 集成調頻、鑒頻電路芯片介紹集成調頻、鑒頻電路芯片介紹7.7 7.7 章末小結章末小結7.5 7.5 自動頻率控制電路自動頻率控制電路27.1 7.1 概述概述 頻率調制頻率調制和和相位調制相位調制合稱為角度調制。角度合稱為角度調制。角度調制和解調屬于調制和解調屬于非線性頻率變換非線性頻率變換，比屬于線性頻，比屬于線性頻率變換的振幅調制與解調在原理和電路實現上都率變換的振幅調制

2、與解調在原理和電路實現上都要困難一些。要困難一些。 由于角度調制信號在由于角度調制信號在抗干擾抗干擾方面比振幅調制方面比振幅調制信號要好的多，所以雖然要占用更多的帶寬，但信號要好的多，所以雖然要占用更多的帶寬，但仍得到了廣泛的應用。仍得到了廣泛的應用。 其中，在模擬通信方面，調頻制比調相制更其中，在模擬通信方面，調頻制比調相制更加優越，故大多采用調頻制。加優越，故大多采用調頻制。37.2 7.2 角度調制與解調原理角度調制與解調原理7.2.17.2.1調角信號的時域特性調角信號的時域特性1 1調頻信號調頻信號 設高頻載波為設高頻載波為uc=Ucmcosct，調制信號為，調制信號為u(t)，則調

3、，則調頻信號的瞬時角頻率頻信號的瞬時角頻率 )()(tuktfc瞬時相位瞬時相位 00( )( )( )ttcftt dttkud 調頻信號調頻信號 0cos( ) tFMcmcfuUt kud 其中其中k kf f為比例系數。為比例系數。 4 其最大角頻偏其最大角頻偏mm和調頻指數和調頻指數( (最大相偏最大相偏)M)Mf f分別定義為：分別定義為：max| )(|tukfmmax0|)(|dttukMtff 若調制信號是單頻信號，即若調制信號是單頻信號，即u u (t)=U(t)=Ummcostcost，則可，則可寫出相應的調頻信號：寫出相應的調頻信號：)sincos()sincos(tM

4、tUtUktUufccmmfccmFM2 2調相信號調相信號設高頻載波為設高頻載波為u uc c=U=Ucmcmcoscosc ct t，調制信號為，調制信號為u(t)，瞬時角頻率瞬時角頻率dttdukdttdtpc)()()(t)=ct+kpu(t)則調相信號的瞬時相位則調相信號的瞬時相位5 調相信號)(costuktUupccmPM其中kp為比例系數。其最大角頻偏m和調相指數(最大相偏)Mp分別定義為：max|)(|dttdukpmmax| )(|tukMpp若調制信號是單頻信號，即u(t)=Umcost，則可寫 出相應的調相信號)coscos(tUktUumpccmPM)coscos(t

5、MtUpccm63 3調頻信號與調相信號時域特性的比較調頻信號與調相信號時域特性的比較調頻信號與調相信號的相同之處在于：調頻信號與調相信號的相同之處在于： (1)二者都是等幅信號二者都是等幅信號 (2)二者的頻率和相位都隨調制信號而變化，均產生二者的頻率和相位都隨調制信號而變化，均產生頻偏與相偏。頻偏與相偏。調頻信號與調相信號的區別在于：調頻信號與調相信號的區別在于： (1)二者的頻率和相位都隨調制信號變化的規律不一二者的頻率和相位都隨調制信號變化的規律不一樣，但是由于頻率與相位是微積分關系，故二者是有密樣，但是由于頻率與相位是微積分關系，故二者是有密切聯系的。切聯系的。7 (2)可以看出，調

6、頻信號的調頻指數可以看出，調頻信號的調頻指數Mf與調制頻率有關，與調制頻率有關，最大頻偏與調制頻率無關，而調相信號的最大頻偏與調制頻最大頻偏與調制頻率無關，而調相信號的最大頻偏與調制頻率有關，調相指數率有關，調相指數Mp與調制頻率無關。與調制頻率無關。 (3)從理論上講，調頻信號的最大角頻偏從理論上講，調頻信號的最大角頻偏mc，由于，由于載頻載頻c很高，故很高，故m可以很大，即調制范圍很大。由于相位以可以很大，即調制范圍很大。由于相位以2為周期，所以調相信號的最大相偏為周期，所以調相信號的最大相偏(調相指數調相指數)Mp，故，故調制范圍很小。調制范圍很小。調頻調相波形示意圖89圖圖7.2.1給

7、出了調制信號分別為單頻正弦波和三角波給出了調制信號分別為單頻正弦波和三角波時的調頻信號和調相信號的有關波形。時的調頻信號和調相信號的有關波形。 107.2.2 7.2.2 調角信號的頻譜調角信號的頻譜調角信號表達式：調角信號表達式：)sincos()(tMtUtuccm式中調角指數式中調角指數MM統一代替了統一代替了MMf f與與MMp p?？烧归_為：sin)sinsin(cos)sincos()(ttMttMUtucccm利用貝塞爾函數理論中的兩個公式： (M)cos4t2Jt(M)cos22J(M)Jt)cos(Msin420t(M)sin52Jt(M)sin32Jt(M)sin2Jt)s

8、in(Msin531其中其中J Jn n(M)(M)是宗數為是宗數為MM的的n n階第一類貝塞爾函數。階第一類貝塞爾函數。代入式（代入式（7.2.87.2.8）可得到：）可得到：1112cos2cos)(2sinsin)(2cos)()(210ttMJttMJtMJUtuccccm ttMJttMJttMJcccsin5sin)(2cos4cos)(2sin3sin)(2543tMJttMJtMJUcccccm)2)cos()cos()cos(cos)(210tMJttMJtcccc)4)cos()3cos()3)cos()2cos(43 )5cos()5)cos()4cos(5ttMJtcc

9、c分析表達式和曲線可以看出單頻調角信號頻譜有以下特點分析表達式和曲線可以看出單頻調角信號頻譜有以下特點: (1)由載頻和無窮多組上、下邊頻組成，這些頻率分量滿由載頻和無窮多組上、下邊頻組成，這些頻率分量滿足足cn，振幅為，振幅為Jn(M)Ucm，n=0,1,2。Ucm是調角信號是調角信號振幅。振幅。 當當n為偶數時，兩邊頻分量振幅相同，相位相同；當為偶數時，兩邊頻分量振幅相同，相位相同；當n為為奇數時，兩邊頻分量振幅相同，相位相反。奇數時，兩邊頻分量振幅相同，相位相反。1314 (2)當當M確定后，各邊頻分量振幅值不是隨確定后，各邊頻分量振幅值不是隨n單調變化，單調變化，且有時候為零。因為各階

10、貝塞爾函數隨且有時候為零。因為各階貝塞爾函數隨M增大變化的規律增大變化的規律均是衰減振蕩，而各邊頻分量振幅值與對應階貝塞爾函數均是衰減振蕩，而各邊頻分量振幅值與對應階貝塞爾函數成正比。成正比。 (3)隨著隨著M值的增大，具有較大振幅的邊頻分量數目增值的增大，具有較大振幅的邊頻分量數目增加，載頻分量振幅呈衰減振蕩趨勢，在個別地方（如加，載頻分量振幅呈衰減振蕩趨勢，在個別地方（如M=2.405，5.520時），載頻分量為零。時），載頻分量為零。 (4)若調角信號振幅不變，若調角信號振幅不變，M值變化，則總功率不變，值變化，則總功率不變，但載頻與各邊頻分量的功率將重新分配。但載頻與各邊頻分量的功率將

11、重新分配。角度調制波形圖157.2.3 7.2.3 調角信號的帶寬調角信號的帶寬 根據調角信號的頻譜特點可以看到，雖然理論上它的頻根據調角信號的頻譜特點可以看到，雖然理論上它的頻帶無限寬，但具有較大振幅的頻率分量還是集中在載頻附近，帶無限寬，但具有較大振幅的頻率分量還是集中在載頻附近，且上下邊頻在振幅上是對稱的。且上下邊頻在振幅上是對稱的。 當當M1時時(工程上只需工程上只需M0.25)，即對于窄帶調角信號，即對于窄帶調角信號，有有近似公式近似公式tMtMtMsin)sinsin(, 1)sincos(可以化簡為：可以化簡為：)cos(2)cos(2cos)(tMtMtUtuccccmsin)

12、sinsin(cos)sincos()(ttMttMUtucccm16 此時的頻譜由載頻和一對振幅相同、相位相反的上下邊此時的頻譜由載頻和一對振幅相同、相位相反的上下邊頻組成，帶寬頻組成，帶寬FBW2 對于非窄帶調角信號，通常定義有效帶寬（簡稱帶寬）對于非窄帶調角信號，通常定義有效帶寬（簡稱帶寬）FMBW)1(2當調制信號當調制信號F F不同時，調頻、調相信號的頻譜分布：不同時，調頻、調相信號的頻譜分布：如圖所示1718例例7.1 已知音頻調制信號的最低頻率已知音頻調制信號的最低頻率Fmin=20Hz，最高頻率，最高頻率Fmax=15kHz，若要求最大頻偏，若要求最大頻偏fm=45kHz，求出

13、相應調頻信號的，求出相應調頻信號的調頻指數調頻指數Mf、帶寬、帶寬BW和帶寬內各頻率分量的功率之和和帶寬內各頻率分量的功率之和(假定假定調頻信號總功率為調頻信號總功率為1W)，畫出，畫出F=15kHz對應的頻譜圖，并求出對應的頻譜圖，并求出相應調相信號的調相指數相應調相信號的調相指數Mp、帶寬和最大頻偏。、帶寬和最大頻偏。解：調頻信號的調頻指數Mf與調制頻率成反比，即FfMmmf所以radFfMmf22502010453minmaxradFfMmf31015104533maxminkHzBW1201015) 13(2319 因為因為F=15kHz對應的對應的Mf=3，從表中可查出，從表中可查出

14、J0(3)=-0.261，J1(3)=0.339，J2(3)=0.486，J3(3)=0.309，J4(3)=0.132由此可以畫出對應調頻信號帶寬內的頻譜圖，由此可以畫出對應調頻信號帶寬內的頻譜圖，共共9條譜線，條譜線，如圖所示。如圖所示。 因為調頻信號總功率為因為調頻信號總功率為1W，故，故Ucm=1.414V，所，所以帶寬內功率之和以帶寬內功率之和WnnncmncmJJUJUJ996. 0) 3(2) 3(2) 3(22) 3(41220412222020 調相信號的最大頻偏是與調制信號頻率成正比的，為保調相信號的最大頻偏是與調制信號頻率成正比的，為保證所有調制頻率對應的最大頻偏不超過證

15、所有調制頻率對應的最大頻偏不超過45kHz，故除了最高，故除了最高調制頻率外，其余調制頻率對應的最大頻偏必然小于調制頻率外，其余調制頻率對應的最大頻偏必然小于45kHz。另外，調相信號的調相指數。另外，調相信號的調相指數MMp p與調制頻率無關。與調制頻率無關。由由fm=MpF 可得可得 31015104533maxmaxFfMmp所以所以HzFMfpm60203minminkHzBW1201015) 13(23217.2.4 調角信號的調制原理調角信號的調制原理調頻原理調頻原理實現頻率調制的方式一般有兩種：一是直接調頻，實現頻率調制的方式一般有兩種：一是直接調頻， 二是間接調頻。二是間接調頻

16、。(1) (1) 直接調頻直接調頻 根據調頻信號的瞬時頻率隨調制信號成線性根據調頻信號的瞬時頻率隨調制信號成線性變化這一基本特性變化這一基本特性, , 可以將調制信號作為可以將調制信號作為壓控振壓控振蕩器蕩器的控制電壓的控制電壓, , 使其產生的振蕩頻率隨調制信使其產生的振蕩頻率隨調制信號規律而變化號規律而變化, , 壓控振蕩器的中心頻率即為載波壓控振蕩器的中心頻率即為載波頻率頻率。顯然。顯然, , 這是實現調頻的最直接方法這是實現調頻的最直接方法, , 故稱為故稱為直接調頻。直接調頻。22(2) (2) 間接調頻間接調頻23242. 2. 調相原理調相原理 實現相位調制的基本原理是使角頻率為

17、實現相位調制的基本原理是使角頻率為 c c的高頻載波的高頻載波u uc c(t)(t)通過一個可控相移網絡，此網絡產生的相移通過一個可控相移網絡，此網絡產生的相移受調受調制電壓制電壓u u (t)(t)控制，滿足控制，滿足=k=kp pu u (t)(t)的關系，所以網絡輸的關系，所以網絡輸出就是滿足調相信號了。圖示給出了可控相移網絡調相原出就是滿足調相信號了。圖示給出了可控相移網絡調相原理圖。理圖?？煽叵嘁凭W絡調相原理圖可控相移網絡調相原理圖25調相信號又可寫成：調相信號又可寫成：cpdkk是一比例函數。cos( )cos( )cos()( )( )PMcmcppcmcccmcpdcuUtk

18、 utkUtutUtkutk ut 267.2.5 調角信號的解調原理鑒相原理鑒相原理采用乘積鑒相是最常用的方法。若調相信號為)(costtUuccmPM其中)()(tuktp同步信號與載波信號相差/2，為tUtUucrmcrmrsin)2cos(則有tttUkUukuuccrmcmrPMosin)(cos)(2sin)(sin2tttUkUcrmcm27用低通濾波器取出用低通濾波器取出uo中的低頻分量中的低頻分量)(2)(sin201tUkUtUkUurmcmrmcm)()(2tutukUkUprmcm6| )(|t式中式中k k為乘法器增益，低通濾波器增益為為乘法器增益，低通濾波器增益為1

19、 1。 由于相乘的兩個信號有由于相乘的兩個信號有90的固定相位差，故這種方法的固定相位差，故這種方法又稱為又稱為正交乘積鑒相。正交乘積鑒相。正交乘積鑒相原理圖正交乘積鑒相原理圖282.鑒頻原理鑒頻原理 從式從式(7.2.1)所示調頻信號表達式來看所示調頻信號表達式來看, 由于隨調制信號由于隨調制信號u(t)成線性變化的瞬時角頻率與相位是微分關系成線性變化的瞬時角頻率與相位是微分關系, 而相位而相位與電壓又是三角函數關系與電壓又是三角函數關系, 所以要從調頻信號中直接提取所以要從調頻信號中直接提取與與u(t)成正比的電壓信號很困難。成正比的電壓信號很困難。292.2.鑒頻原理鑒頻原理(a)(b)

20、鑒頻原理圖鑒頻原理圖30調頻制與調相制比較調頻制與調相制比較 調角制的抗干擾性可以比調幅制好，調頻制在帶寬利調角制的抗干擾性可以比調幅制好，調頻制在帶寬利用和抗干擾性方面又比調相制好，所以，用和抗干擾性方面又比調相制好，所以，在模擬通信系統在模擬通信系統中廣泛采用調頻制而很少用調相制。中廣泛采用調頻制而很少用調相制。由于調頻系統占用頻由于調頻系統占用頻帶很寬，所以調頻通信的工作頻段被安排在幾十兆赫茲甚帶很寬，所以調頻通信的工作頻段被安排在幾十兆赫茲甚至幾千兆赫茲的高頻段。至幾千兆赫茲的高頻段。 在以后的各節電路討論中，我們將注意力著重放在調在以后的各節電路討論中，我們將注意力著重放在調頻和鑒頻

21、電路方面。由于調頻可以由調相間接實現，鑒頻頻和鑒頻電路方面。由于調頻可以由調相間接實現，鑒頻也可以由鑒相間接實現，所以實際上也涉及到一些調相和也可以由鑒相間接實現，所以實際上也涉及到一些調相和鑒相電路。鑒相電路。317.3 7.3 調頻電路調頻電路7.3.1 調頻電路的主要性能指標調頻電路的主要性能指標1. 1. 調頻線性特性調頻線性特性 調頻電路輸出信號的瞬時頻偏與調制電壓的關系稱調頻電路輸出信號的瞬時頻偏與調制電壓的關系稱為調頻特性。為調頻特性。 顯然顯然, , 理想調頻特性應該是理想調頻特性應該是線性的線性的, , 然而實然而實際電路會產生一些非線性失真際電路會產生一些非線性失真, ,

22、應盡量設法使其減小。應盡量設法使其減小。2. 調頻靈敏度調頻靈敏度 單位調制電壓變化產生的角頻偏稱為調頻靈敏度單位調制電壓變化產生的角頻偏稱為調頻靈敏度Sf ，即即Sf=d/du。在線性調頻范圍內。在線性調頻范圍內, Sf相當于式相當于式(7.2.1)中的中的kf。 3. 最大線性調制頻偏最大線性調制頻偏(簡稱最大線性頻偏簡稱最大線性頻偏) 實際電路的調頻特性從整體上看是非線性的實際電路的調頻特性從整體上看是非線性的, 其中線其中線性部分能夠實現的最大頻偏稱為最大線性頻偏。性部分能夠實現的最大頻偏稱為最大線性頻偏。324. 4. 載頻穩定度載頻穩定度 調頻電路的載頻調頻電路的載頻( (即中心頻

23、率即中心頻率) )穩定性是接收電路能夠穩定性是接收電路能夠正常工作而且不會造成鄰近信道互相干擾的重要保證。正常工作而且不會造成鄰近信道互相干擾的重要保證。 不同調頻系統對載頻不同調頻系統對載頻穩定度的要求是不同的穩定度的要求是不同的, 如調頻如調頻廣播系統要求載頻漂移不超過廣播系統要求載頻漂移不超過2 kHz, 調頻電視伴音系調頻電視伴音系統要求載頻漂移不超過統要求載頻漂移不超過500 Hz。 337.3.2 7.3.2 直接調頻電路直接調頻電路 變容二極管調頻電路變容二極管調頻電路是廣泛采用的一種直接調頻電路。是廣泛采用的一種直接調頻電路。為了提高中心頻率穩定度，可以加入晶振，但加入晶振為了

24、提高中心頻率穩定度，可以加入晶振，但加入晶振后又會使最大線性頻偏減少。采用倍頻和混頻措施可以擴后又會使最大線性頻偏減少。采用倍頻和混頻措施可以擴展晶振變容二極管調頻電路的最大線性頻偏。展晶振變容二極管調頻電路的最大線性頻偏。變容二極管調頻電路變容二極管調頻電路 假定其振蕩電路僅包括一個等效電感假定其振蕩電路僅包括一個等效電感L和一個變容二極和一個變容二極管組成的等效電容管組成的等效電容Cj，則在單頻調制信號，則在單頻調制信號u(t)=Umcost的作用下，回路振蕩角頻率可寫成：的作用下，回路振蕩角頻率可寫成：22)1 ()cos1 ()cos1 (11)(ncncnjQjxtmtmLCLCt3

25、4jQcLC1 其中其中 是是u u =0=0時的振蕩角頻率，即調頻電路時的振蕩角頻率，即調頻電路中心角頻率，中心角頻率， 是歸一化調制信號電壓，是歸一化調制信號電壓，x x11。QBUUutmxcos當變容二極管變容指數當變容二極管變容指數n=2時，有時，有 這種情況稱為這種情況稱為線性調頻，無非線性失真。線性調頻，無非線性失真。( )(1)(1)( )ccBQcBQutxUUutuUU故角頻偏為故角頻偏為35 當當n2時，時，回路振蕩角頻率可展開為：回路振蕩角頻率可展開為：)22)(12(2! 31) 12(2! 2121 )(32 xnnnxnnxntc其中線性角頻偏部分其中線性角頻偏部

26、分 uUUunnxtQBcc)(22)(最大線性角頻偏表達式：最大線性角頻偏表達式：cmn2調頻靈敏度表達式：調頻靈敏度表達式：)(2QBcfUUnS還可寫成：還可寫成：mncm2 變容二極管調頻電路及原理變容二極管調頻電路及原理36（a）(b)變容二極管部分接入調頻電路變容二極管部分接入調頻電路37382.2.晶振變容二極管調頻電路晶振變容二極管調頻電路 在晶振變容二極管調頻電路里，常采用晶振與變容二在晶振變容二極管調頻電路里，常采用晶振與變容二極管串聯的方式，如書中給出的一個例子。晶體變容二極極管串聯的方式，如書中給出的一個例子。晶體變容二極管壓控振蕩器也可以看作是晶振變容二極管調頻電路。

27、管壓控振蕩器也可以看作是晶振變容二極管調頻電路。 正如第正如第4章第章第4.4 、4.5節所指出的，晶振的頻率控制范節所指出的，晶振的頻率控制范圍很窄，僅在串聯諧振頻率圍很窄，僅在串聯諧振頻率fs與并聯諧振頻率與并聯諧振頻率fp之間，所以之間，所以晶振調頻電路的最大相對頻偏晶振調頻電路的最大相對頻偏fm/fc只能達到只能達到0.01%左右，左右，最大線性頻偏最大線性頻偏fm也就很小。也就很小。 晶振變容二極管調頻電路的突出優點是載頻（中心頻率晶振變容二極管調頻電路的突出優點是載頻（中心頻率）穩定度高，可達）穩定度高，可達1010-5-5左右，左右，因而在調頻通信發送設備中得因而在調頻通信發送設

28、備中得到了廣泛的應用。到了廣泛的應用。393.3.擴展直接調頻電路最大線性頻偏的方法擴展直接調頻電路最大線性頻偏的方法 設調頻電路產生的單頻調頻信號的瞬時角頻率為：ttUkmcmfccoscos1經過n倍頻電路之后，瞬時角頻率變成：tnnmccos2 可見可見n n倍頻電路可將調頻信號的載頻和最大頻偏同時擴大倍頻電路可將調頻信號的載頻和最大頻偏同時擴大為原來的為原來的n n倍，但最大相對頻偏仍保持不變。倍，但最大相對頻偏仍保持不變。 若將瞬時角頻率為若將瞬時角頻率為 2 2調頻信號與固定角頻率為調頻信號與固定角頻率為 3 3=(n+1)=(n+1) c c的高頻正弦信號進行混頻，則差頻為的高頻

29、正弦信號進行混頻，則差頻為tnmccos23440擴展直接調頻電路最大線性頻偏原理圖擴展直接調頻電路最大線性頻偏原理圖417.3.3 7.3.3 間接調頻電路間接調頻電路變容二極管相移網絡變容二極管相移網絡(a)(a)變容二極管可控相移網絡變容二極管可控相移網絡42 (a)圖給出了變容二極管圖給出了變容二極管相移網絡的實用電路，相移網絡的實用電路，(b)是是其高頻等效電路。對于高頻其高頻等效電路。對于高頻載波來說，三個載波來說，三個0.001F的的小電容短路；對于低頻調制小電容短路；對于低頻調制信號來說，三個信號來說，三個0.001F的的小電容開路，小電容開路，4.7F電容短電容短路。路。(b

30、)交流通路 借助下圖所示并聯借助下圖所示并聯LCLC回路阻抗的幅頻特性和相頻特回路阻抗的幅頻特性和相頻特性，將輸入視為電流信號，輸出視為電壓信號，我門來性，將輸入視為電流信號，輸出視為電壓信號，我門來討論以下三種不同的情況。討論以下三種不同的情況。43(a)(b)44 (1)若若LC回路中心角頻率恒定為回路中心角頻率恒定為w0，輸入載波的角頻率，輸入載波的角頻率wc=w0，則稱回路處于諧振狀態，輸出載波信號的頻率不，則稱回路處于諧振狀態，輸出載波信號的頻率不變，相移為零。變，相移為零。 (2)若若LC回路中心角頻率仍恒定為回路中心角頻率仍恒定為w0，輸入是載頻，輸入是載頻wc=w0的等幅單調頻

31、電流信號，瞬時角頻偏為的等幅單調頻電流信號，瞬時角頻偏為mcost，則回，則回路處于失諧狀態，如圖路處于失諧狀態，如圖(a)所示。所示。 (3)與情況與情況(2)相反相反,若輸入是角頻率恒為若輸入是角頻率恒為c的載波信號的載波信號,LC回路的中心角頻率回路的中心角頻率(t)發生變化發生變化,滿足滿足(t)=0+mcost,且且0=c，如圖，如圖(b)所示，顯然，所示，顯然， 回路也處于失諧狀態，不過回路也處于失諧狀態，不過是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產生的。這時輸出是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產生的。這時輸出電壓的振幅變化與相位變化的情況與電壓的振幅變化與相位變化的情況與(2)完全

32、相似，從圖中完全相似，從圖中可以很清楚地看到?？梢院芮宄乜吹健?5LCLCj j回路中心角頻率表達式，在回路中心角頻率表達式，在mm較小時，有：較小時，有：20)cos1 (1)(njtmLCt)cos21 (0tmn)(0t因為輸入載波角頻率因為輸入載波角頻率 c c=0 0，所以瞬時角頻率差為：，所以瞬時角頻率差為：tmnttccos2)()(0當失諧不大時，回路輸出電壓與輸入電流的相位差為：當失諧不大時，回路輸出電壓與輸入電流的相位差為：0)(2arctan1arctan)(tQgLCte466| )(|t當當 時，有時，有近似式：近似式：0)(2)(tQte可求得：可求得：tMtnm

33、Qtpecoscos)(三級單回路變容二極管相移網絡組成的間接調頻電路三級單回路變容二極管相移網絡組成的間接調頻電路式中式中Q Qe e是是LCLCj j回路有載品質因數?；芈酚休d品質因數。472.2.擴展間接調頻電路最大線性頻偏的方法擴展間接調頻電路最大線性頻偏的方法 由變容二極管相移網絡的分析和式可知，調相電路由變容二極管相移網絡的分析和式可知，調相電路的調相指數的調相指數MMp p受到變容管參數的限制，而調相信號的最受到變容管參數的限制，而調相信號的最大頻偏大頻偏f fmm又與又與MMp p成正比，故成正比，故f fmm也受到限制。因此，也受到限制。因此，間接調頻電路的最大線性頻偏受調相

34、電路性能的影響，間接調頻電路的最大線性頻偏受調相電路性能的影響，也受到限制。這與直接調頻電路的最大相對線性頻偏受也受到限制。這與直接調頻電路的最大相對線性頻偏受限制不一樣。限制不一樣。 為了擴展間接調頻電路的最大線性頻偏，同樣可以采為了擴展間接調頻電路的最大線性頻偏，同樣可以采用倍頻和混頻的方法。用倍頻和混頻的方法。48 例例7.2 已知調制信號頻率范圍為已知調制信號頻率范圍為40Hz15kHz，載頻，載頻為為90MHz，若要求用間接調頻的方法產生最大頻偏為，若要求用間接調頻的方法產生最大頻偏為75 kHz的調頻信號，其中調相電路的調頻信號，其中調相電路Mp=0.5/6，如何實現？，如何實現？

35、 解：解：(1)(1)若單獨進行調相，則若單獨進行調相，則MMp p=0.5=0.5的調相電路對于最的調相電路對于最低調制頻率低調制頻率F Fminmin和最高調制頻率和最高調制頻率F Fmaxmax能夠產生的頻偏是不同能夠產生的頻偏是不同的，分別為：的，分別為：HzFMfpm20405 . 0minminkHzFMfpm5 . 710155 . 03maxmax (2)(2)現采用包括調相電路在內的間接調頻電路，則產生調現采用包括調相電路在內的間接調頻電路，則產生調頻信號的最大相偏頻信號的最大相偏MMf f就應該是內部調相電路實際最大相偏就應該是內部調相電路實際最大相偏MMp p, ,有有M

36、pmmffFfUkM49顯然，此時的實際最大相偏顯然，此時的實際最大相偏MMp p ，與調制頻率成反比，與調制頻率成反比設輸入間接調頻電路的單頻調制信號為：設輸入間接調頻電路的單頻調制信號為：tUumcos11經增益為經增益為1 1的積分電路輸出后為：的積分電路輸出后為：tUtUummsinsin212u2即為輸入調相電路的信號因此有即為輸入調相電路的信號因此有:12mpmppUkUkM50 可見，由于相同振幅的各調制分量經過積分電路后，振可見，由于相同振幅的各調制分量經過積分電路后，振幅減小，且減幅程度與頻率成反比，故造成不同調制頻率分幅減小，且減幅程度與頻率成反比，故造成不同調制頻率分量在

37、調相電路里所獲得的實際最大相偏量在調相電路里所獲得的實際最大相偏MMp p不一樣，最小調不一樣，最小調制頻率制頻率F Fminmin分量獲得的分量獲得的MMp p最大。因為只有最大。因為只有F Fminmin分量才能獲分量才能獲得得0.50.5這一實際最大相偏，故可求得此間接調頻電路可獲得這一實際最大相偏，故可求得此間接調頻電路可獲得的最大線性頻偏的最大線性頻偏: :HzFfMpm20405 . 0min (3)(3)因為間接調頻電路盡能產生最大頻偏為因為間接調頻電路盡能產生最大頻偏為20Hz20Hz的調頻的調頻信號信號, ,與要求與要求75 kHz75 kHz相差甚遠相差甚遠, ,故可以在教

38、低載頻故可以在教低載頻f fc1c1上進行調上進行調頻頻, ,然后用倍頻方法同時增大載頻與最大頻偏。因為要求的相然后用倍頻方法同時增大載頻與最大頻偏。因為要求的相對頻偏對頻偏 ，故故f fc1c1=20=201200=24kHz1200=24kHz。 120011090107563cmff51 由于由于24 kHz24 kHz作為載頻太低，所以可采用倍頻和混頻相結作為載頻太低，所以可采用倍頻和混頻相結合的方法。一種方案如圖所示。合的方法。一種方案如圖所示。 527.4 7.4 鑒頻電路鑒頻電路7.4.1 7.4.1 鑒頻電路的主要性能指標鑒頻電路的主要性能指標 1.1.鑒頻線性特性鑒頻線性特性

39、 2.2.鑒頻線性范圍鑒頻線性范圍 3.3.鑒頻靈敏度鑒頻靈敏度7.4.2 LC7.4.2 LC回路的頻幅和頻相轉換特性回路的頻幅和頻相轉換特性1.LC1.LC并聯回路的頻相轉換特性并聯回路的頻相轉換特性(a)(b)9090頻相轉換網絡及其相頻特性頻相轉換網絡及其相頻特性531121)(CjZZuuHpp網絡電壓傳輸函數網絡電壓傳輸函數在失諧不大時，可求得在失諧不大時，可求得01/21/)(eQjgCjH其中其中LgQCCLe0101,)(1可得到網絡的相移函數可得到網絡的相移函數)(2)(2arctan2)(10ttQte54若 ，有：6| )(|1t01)(2)(tQte設輸入單頻調頻信號

40、的相位為：設輸入單頻調頻信號的相位為：10( )( )sintcfcfttkudtMt則在則在 c c=0 0的情況下，輸出信號的相位為的情況下，輸出信號的相位為cfefctukQtMtttt)(22sin)()()(10552.LC2.LC并聯回路的頻幅轉換特性并聯回路的頻幅轉換特性頻幅轉換原理圖頻幅轉換原理圖56設輸入單頻信號為：設輸入單頻信號為：0( )cos( )tFMcmcfutUtkud輸出信號振幅表達式：輸出信號振幅表達式：)()()(00tukSUtSUtUfmmmmm3.LC3.LC頻幅、頻相轉換特性分析中應注意的幾個問題頻幅、頻相轉換特性分析中應注意的幾個問題調頻信號的頻譜

41、即沒有產生線性搬移，更沒有發生非線調頻信號的頻譜即沒有產生線性搬移，更沒有發生非線性變化，而僅僅是其中各個頻率分量的振幅和相位發生性變化，而僅僅是其中各個頻率分量的振幅和相位發生了變化而已。了變化而已。577.4.3 7.4.3 斜率鑒頻電路斜率鑒頻電路1.1.差分峰值鑒頻電路差分峰值鑒頻電路 差分峰值鑒頻電路原理圖58L L1 1C C1 1回路與回路與C C2 2串并聯后的電抗特性串并聯后的電抗特性鑒頻特性曲線鑒頻特性曲線592.2.雙失諧回路鑒頻器雙失諧回路鑒頻器 圖示雙失諧回路鑒頻器利用兩個失諧圖示雙失諧回路鑒頻器利用兩個失諧LCLC回路進行頻幅回路進行頻幅轉換，然后分別進行二極管包絡

42、檢波，輸出是兩個檢波電轉換，然后分別進行二極管包絡檢波，輸出是兩個檢波電壓的差值。壓的差值。(a)(b)雙失諧回路鑒頻器及其鑒頻特性雙失諧回路鑒頻器及其鑒頻特性uo(t)=u1(t)u2(t)=Am()(t)607.4.4 7.4.4 相位鑒頻電路相位鑒頻電路 利用頻相轉換網絡將調頻信號轉換成調頻利用頻相轉換網絡將調頻信號轉換成調頻調相信號，調相信號，然后經過鑒相器（相位檢波器）取出原調制信號，這就是相位然后經過鑒相器（相位檢波器）取出原調制信號，這就是相位鑒頻電路的工作原理。在相位鑒頻電路中，目前越來越廣泛的鑒頻電路的工作原理。在相位鑒頻電路中，目前越來越廣泛的采用集成化的雙差分正交移相式鑒

43、頻器。采用集成化的雙差分正交移相式鑒頻器。雙差雙差分正分正交移交移相式相式鑒頻鑒頻器原器原理圖理圖61設輸入單頻調頻信號設輸入單頻調頻信號 110cos( )tcfuUtkud可得到可得到2210cos( )2tcfuUtkud210sin( )tcfUtkud 在在 u u1 1、u u2 2滿足線性輸入條件下，乘法器輸出滿足線性輸入條件下，乘法器輸出12312110sin()sin22( )2tcfkUUukuutkud k k為乘法器增益。其中低頻分量為：為乘法器增益。其中低頻分量為： 1210sin2UkUu當 時 ，6|1uQUUkkQUkUUkUucefce212112102假定低

44、通濾波器增益為假定低通濾波器增益為1 1，則，則u uo o就是輸出的解調信號。就是輸出的解調信號。62 7.4.5 7.4.5 限幅電路限幅電路 已調波信號在發送、傳輸和解收過程中，不可避免的要已調波信號在發送、傳輸和解收過程中，不可避免的要受到各種干擾。受到各種干擾。 調頻信號的振幅上的寄生調幅對鑒頻的危害：調頻信號的振幅上的寄生調幅對鑒頻的危害： 若采用斜率鑒頻，需要把調頻信號轉換成調頻若采用斜率鑒頻，需要把調頻信號轉換成調頻調幅調幅信號，顯然，寄生調幅會疊加在調頻信號，顯然，寄生調幅會疊加在調頻調幅信號的振幅上調幅信號的振幅上，因此在檢波時會產生失真。，因此在檢波時會產生失真。 若采用

45、相位鑒頻，則可知，僅在調頻信號振幅若采用相位鑒頻，則可知，僅在調頻信號振幅U U1 1U U2 2恒定恒定的情況下，鑒頻后的信號的情況下，鑒頻后的信號u uo o才與原調制信號才與原調制信號 u u 呈線性關系，呈線性關系，所以寄生調幅對所以寄生調幅對U U1 1U U2 2的影響也會使的影響也會使u uo o產生失真。產生失真。637.4.6 7.4.6 加重電路與靜噪電路加重電路與靜噪電路 分析表明，在鑒頻電路輸出端，噪聲功率密度與頻率分析表明，在鑒頻電路輸出端，噪聲功率密度與頻率平方成正比，即大部分噪聲功率分布在高頻段，而話音，平方成正比，即大部分噪聲功率分布在高頻段，而話音，音樂等信號能量大部分卻處于低頻段，兩者正好相反，音樂等信號能量大部分卻處于低頻段，兩者正好相反，限幅器的作用限幅器的作用如圖所示如圖所示。在鑒頻電路中還經常采用靜噪電路在鑒頻電路中還經常采用靜噪電