1、衛星通信鏈路計算過程星通信載波的鏈路計算方法為，先分別計算上行和下行鏈路的載波功率與等效噪聲溫度比C/T或者載波與噪聲功率比C/N、以及載波與干擾功率比C/I，再求出考慮干擾因素的系統載噪比C/(N+I)和載波的系統余量。上下行C/T 上行和下行C/T的計算公式分別為C/TU= EIRPE LossU + G/TSatC/TD = EIRPS LossD + G/TE/S式中的EIRPE和EIRPS分別為載波的上行和下行EIRP，LossU和LossD分別為總的上行和下行傳輸衰耗，G/TSat和G/TE/S分別為衛星轉發器和地球站的接收系統品質因數。上式中的數據均為對數形式。C/N與C/T 的

2、關系 C/N與C/T的關系式為C/N = C/T k BWN = C/T + 228.6 BWN式中的k為波茲曼常數，BWN 為載波噪聲帶寬。式中的數據均為對數形式。C/I與C/IM衛星通信載波需要考慮的干擾因素主要有，上行和下行反極化干擾C/IXP_U和C/IXP_D 、以及上行和下行鄰星干擾C/IAS_U和C/IAS_D。此外，還需考慮轉發器在多載波工作條件下的交調干擾 C/IM 。C/N與C/I的合成 由多項 C/N和C/I求取總的C/N、C/I、以及C/(N+I)的算式為(C/NTotal )-1 = (C/NU )-1 + (C/ND )1(C/ITotal )-1 = (C/IXP

3、_U )-1 + (C/IAS_U )1 + (C/IM)-1 + (C/IXP_D )-1 + (C/IAS_D )-1(C/(N+I)-1 = (C/NTotal )-1 + (C/ITotal )1上述三個算式中的數據均為真數形式。由多項C/N和C/I求取總的C/(N+I)的步驟也可為(C/(N+I)U )-1 = (C/NU )-1 + (C/IXP_U )1 + (C/IAS_U )1(C/(N+I)D )-1 = (C/ND )-1 + (C/IXP_D )-1 + (C/IAS_D )-1 + (C/IM)-1(C/(N+I)-1 = (C/(N+I)U )-1 + (C/(N+

4、I)D )1上述兩種不同計算步驟所得到的結果是相同的。系統所需的Eb/N0與C/N數字載波解調器對載波的每bit能量與噪聲密度之比Eb/N0通常有一個最低要求，由此數據可以求出系統所需要的最低C/N。C/N = Eb/N0 + 20log(RData) BWN上式中的RData為真數形式的載波數據速率或信息速率，其余的數據均為對數形式。系統余量 系統余量為系統的C/(N+I)與系統所需最低C/N之差值。數字載波的鏈路預算設計衛星通信線路時，通常先選定通信衛星和工作頻段，根據衛星轉發器的性能參數和用戶需求，選擇系統所用的天線口徑、調制和編碼方式，然后通過鏈路計算，驗證所設計線路的可行性與合理性。

5、合理的設計應保證系統略有余量，同時使系統所占用的轉發器功率資源與帶寬資源相平衡。如果鏈路預算結果表明，在功率與帶寬相平衡時所得的系統余量過大或不足，可以改變天線口徑，或調制、編碼參數，對系統進行優化。考慮到目前的話音、數據通信和電視廣播的主流是數字化，這里只介紹數字載波的鏈路預算表。表中列舉了幾種不同類型的業務，它們共用一個36MHz帶寬的C波段轉發器。載波帶寬計算載波帶寬時，通常按下式先從被傳輸的信息速率、糾錯碼率和調制方式，求出符號速率。 符號速率 = （信息速率 / FEC編碼率 / R-S編碼率）* 調制因子如果有報頭的話，應將其計入信息速率中。前向糾錯(FEC)編碼率通常為1/2、2

6、/3、3/4、5/6和7/8，Reed-Solomon編碼率常用188/204。BPSK、QPSK、8PSK和16QAM的調制因子分別為1、1/2、1/3和1/4。載波噪聲帶寬和占用帶寬的取值應分別為符號速率的1.2倍和1.4倍。部分設備商強調其調制波的占用帶寬可壓縮到符號速率的1.35倍甚至1.3倍，但通常不被衛星操作者所接受。在鏈路預算中，載波噪聲帶寬將被用于計算C/T、C/N和Eb/N0之間的關系，占用帶寬將被用于決定載波工作頻率，以及計算載波的輸出和輸入回退量。輸出和輸入回退通信轉發器的功放級多采用行波管放大器(TWTA)或固態功率放大器(SSPA)。這兩種放大器在最大輸出功率點附近的

7、輸出/輸入關系曲線為非線性。多載波工作于同一個轉發器時，為了避免非線性放大器產生的交調干擾，必須 使使放大器工作在線性狀態。這時，整個轉發器的輸出功率遠低于最大功率。采用TWTA的轉發器在線性工作狀態時的輸出功率，通常比最大功率低4.5dB。也就是說，整個轉發器的輸出線性回退約為4.5dB。轉發器的輸入回退量可根據輸出回退量，在放大器輸出/輸入關系曲線中查得。對于采用TWTA的轉發器，輸入回退量一般比輸出回退大6dB上下。對應于4.5dB的輸出線性回退，轉發器的輸入線性回退約為10.5dB。在鏈路預算中，載波輸出回退和輸入回退將分別被用于計算載波的下行和上行EIRP。用戶載波的功率分配功率和帶

8、寬同為轉發器的重要資源。用戶所能占用的轉發器功率應與他向衛星公司租用的轉發器帶寬相平衡。在一般情況下，用戶載波所占用的轉發器功率與轉發器總功率的比值，應該和用戶租用帶寬占轉發器總帶寬的比例大致相等。載波功率的輸出回退值與轉發器線性回退之差值，即為載波占用轉發器功率的比例。當載波在轉發器中的功率占用率與帶寬占用率相平衡時，     OBOC = OBOXpd + 10 lg (BWXpd / BWC)式中，OBOC為載波的輸出回退值，OBOXpd為轉發器的線性輸出回退值，BWXpd和BWC分別為轉發器帶寬和載波租用帶寬。上式表明，轉發器的線性 輸出回退值越低，或者載

9、波帶寬越寬，載波所分配到的功率就越高；轉發器帶寬越寬，載波所分配到的功率就越低。SFD與上行EIRP轉發器的飽和通量密度SFD反映衛星信道的接收靈敏度。接收靈敏度越高，所要求的上行功率就越低。不過， 一味提高SFD并不是好事。因為降低上行功率的同時，也將相應降低上行載噪比和上行抗干擾能力。值得一提的是，通過調整轉發器信道單元中的可變衰耗器，可以改變SFD的數值。因此，在轉發器參數表中，一般會注明SFD是某個衰減檔的對應值。在取用SFD參數時，應 該根據參數表中的參考衰減檔與轉發器當前所用衰減檔的差值，對參數表中的SFD數值加以修正。上行載波的EIRP可按下式求得，EIRPE = SFD - 載

10、波輸入回退 - G0 + 上行傳輸損耗式中的G0為單位面積的標準天線增益。載波的上行EIRP用于計算上行G/T與上行站的天線發送增益和功放輸出功率。上行和下行C/TC/T為載波功率與等效噪聲溫度之比，上行與下行C/T的計算公式均為， C/T = EIRP - 傳輸損耗 + G/T計算上行C/T時，上式中的EIRP為載波的上行EIRP，傳輸損耗為上行損耗，G/T為轉發器參數 。計算下行C/T時，上式中的EIRP為載波的下行EIRP，傳輸損耗為下行損耗，G/T為地面接收系統的參數。鏈路預算的對象也可以是C/N，它與C/T的關系為， C/N = C/T - BWN - k式中，BWN為載波噪聲帶寬，

11、k為波茲曼常數。三項干擾因素的估算在鏈路預算中，除了上行與下行的C/T或C/N外，通常還需考慮反極化干擾、鄰星干擾和交調干擾等因素。這三項干擾因素的計算，因數據不足而很難得到準確的結果。由于它們對鏈路預算結果的影響很有限，為此，通常只采用簡化的估算方法。反極化干擾應考慮被干擾信號與反極化干擾信號的功率譜密度之比，以及地面天線和衛星收發天線的極化隔離度的綜合影響。假設兩個極化的轉發器的工作狀態相同，兩個極化的載波都只占用轉發器平均功率， 反極化干擾的載波干擾比C/I即可簡化為天線極化隔離度的綜合影響。一般而言，在鄰星干擾中，下行干擾起決定作用。鄰星干擾的C/I大致由雙方載波在接收站點的下行EIR

12、P譜密度之比與接收天線的偏軸增益差 （地面天線指向所用衛星的最大接收增益與指向鄰星的偏軸接收增益之差值）決定。衛星操作者通常都要求用戶為發送多載波的上行站功放預留足夠的線性回退。因此，交調干擾可以只考慮由轉發器引起的部分。交調干擾的C/I大致由轉發器的線性回退量和相鄰載波與被計算載波的功率譜密度之比決定。鏈路載噪比與系統余量鏈路預算需要綜合考慮上行C/N與下行C/N、以及各種干擾所產生的C/I，最后求得相關載波鏈路的系統C/N。相關算式為    (C/N)Total-1 = (C/(N+I)Up-1 + (C/(N+I)Dn-1   

13、 = (C/N)Up-1 + (C/I)XpdUp-1 + (C/I)AdjUp-1) + (C/N)Dn-1 + (C/I)XpdDn-1 + (C/I)AdjDn-1 + (C/I)IM-1)上式中，(C/(N+I)Up和(C/(N+I)Dn分別為上行和下行的載波與噪聲干擾比，(C/I)XpdUp和(C/I)XpdDn分別為上行和下行的載波與反極化干擾比，(C/I)AdjUp和(C/I)AdjDn分別為上行和下行的載波與鄰星干擾比，(C/I)IM為下行載波與交調干擾比。上式中，所有的原為對數形式的載波噪聲比和載波干擾比，都需在換算為真數后，再進行倒數求和計算。由此得到的系統C/N，還得再次

14、換算為常用的對數形式，單位為dB。采用不同的調制和編碼方式的數字載波，都對應有一個最低要求的Eb/N0值。通過換算，可以求得相關載波所需的最低C/N值。載波鏈路的系統C/N估算值與載波所需的最低C/N值之差 ，為相關載波的系統余量。在不考慮降雨衰耗時，系統余量以1到2dB較為合適。余量太低時，系統工作將不夠穩定；余量過高時，將增加不必要的設備成本。干擾估算的簡化處理上一節中，系統C/N也可通過綜合上下行C/N與上下行C/I求得。算式可以相應變化為    (C/N)Total-1 = (C/N)Up&Dn-1 + (C/I)Up&Dn-1 

15、   = (C/N)Up-1 + (C/N)Dn-1) + (C/I)XpdUp-1 + (C/I)AdjUp-1 + (C/I)XpdDn-1 + (C/I)AdjDn-1 + (C/I)IM-1)一般說來，載波噪聲比(C/N)Up&Dn的估算結果較為準確，而載波干擾比(C/I)Up&Dn的估算結果較為粗糙。實踐中發現，當C頻段的接收天線口徑不小于3米時，(C/N)Up&Dn與(C/N)Total的差值通常為0.5到1dB；當Ku頻段的接收天線口徑不小于1.2米時，(C/N)Up&Dn與(C/N)Total的差值通常為1到2dB。為此，在上述接收天線口徑條件下，可以省略本來就有些自欺欺人的載波干擾比估算。鏈路估算 時，可