1、.高頻課程設計指導書劉嘉新 編著機電工程學院教學實驗中心電子信息綜合實驗室;2目 錄1 課程設計的目的12課程設計的內容及步驟22.1 課程設計內容22.2 課程設計步驟23調頻發射機與接收設計53.1 設計任務53.2 調頻發射機設計與制作要求53.3 調頻接收機設計與制作要求54設計方案64.1調頻發射機方案比較與選擇64.2調頻接收機方案比較與選擇65調頻發射機電路設計85.1 低頻電壓放大器的設計85.1.1偏置電阻的估算85.1.2集電極負載電阻的估算95.2 調頻電路的設計95.2.1直流偏置電路105.2.2頻率調制電路105.3 高頻功率放大器的設計115.4環形電感的設計12

2、6調頻接收機電路設計136.1 低噪聲前置放大器的設計136.1.1輸入輸出耦合電容的選取146.1.2選頻網絡的設計146.2 雙調諧回路諧振高頻放大器的設計146.2.1靜態工作點選取156.2.3高頻自耦變壓器的設計176.3 混頻器的設計176.3.1混頻器176.3.2射極跟隨器186.4 中頻放大器的設計196.4.1矩形系數196.4.2通頻帶206.5 鑒頻器的設計206.6 低頻功率放大器的設計226.7 電臺識別電路的設計227系統調試與測試237.1調試儀器237.2 發射機測試結果與分析237.2.1發射機載波頻率測量237.2.2載波頻率穩定度測量237.2.3發射機

3、最大頻偏測量237.2.4發射機輸出功率測量247.2.4發射機效率測量247.3 接收機測試結果與分析247.3.1接收機中頻測量247.3.2接收機輸出功率測量257.3.3接收機輸出信噪比測量257.3.4接收機靈敏度測量257.3.5接收機通頻帶測量257.3.6矩形系數測量257.3.7鏡像頻率抑制比測量267.4整機無線通信性能測試267.4.1無線通信267.4.2語音與音樂無線通信26附錄27高頻課程設計指導書1 課程設計的目的課程是在前導驗證性認知實驗基礎上，進行更高層次的命題設計實驗，是在教師指導下獨立查閱資料、設計、安裝和調試特定功能的電子電路。 綜合設計實驗對于提高學生

4、的電子工程素質和科學實驗能力非常重要，是電子技術人才培養成長的必由之路。由學生自行設計、自行制作和自行調試的綜合性實驗。在高頻課程設計中，經過查資料、選方案、設計電路、撰寫設計報告、使學生得到一次較全面的工程實踐訓練。理論聯系實際，提高和培養創新能力，為后續課程的學習，畢業設計，畢業后的工作打下基礎。通過本課題設計與裝配、調試，提高學生動手能力，鞏固已學的理論知識，能使學生建立無線電發射機、接收機的整機概念，了解發射機、接收機整機各單元電路之間的關系及相互影響，從而能正確設計、計算發各個單元電路。初步掌握小型發射機、接收機的調整及測試方法。12課程設計的內容及步驟2.1 課程設計內容課程設計主

5、要包括（1）滿足性能指標要求的總體方案的選擇；（2）各部分原理電路的設計；（3）參數值的計算；（4）電路的實驗與調試以及參數的修改、調整。2.2 課程設計步驟具體設計步驟如下：第一步 功能和性能指標分析（明確設計任務）設計題目給出的是系統的功能要求、重要技術性能指標要求，這些要求是電子系統設計的基本出發點。但僅憑題目所給要求，還不能進行設計，設計人員必須對題目的各項要求進行分析，整理出系統和具體電路所需要的更具體，更詳細的功能要求和技術性能指標要求，這些要求才是進行電子電路系統設計的原始依據。第二步 方案論證與總體設計（1）初步設計有了功能和性能指標分析的結果，就可以進行初步的方案設計。方案設

6、計的內容是選擇實現系統的方法、準備采用的系統結構（如系統功能框圖），同時還應考慮實現系統各部分的方法。（2）方案比較提出幾種方案進行初步對比，如果不能確定，就應當進行關鍵電路分析（包括中間實驗），然后再做比較，評價各個方案的優缺點、可行性和可能的達標情況，選定最佳方案。（3）實際設計注意兩點： 針對事關全局的主要問題，要開動腦筋，多提方案，便于合理選擇。 電子設計需要不斷改進和完善，出現反復是難免的，但應避免方案上的大反復，以免浪費時間和精力。 第三步 單元電路設計（原理電路設計）在選定總體方案之后，便可畫出總體電路的框圖，著手進行單元電路的設計。單元電路設計的一般步驟：（1）擬定各單元電路的

7、性能指標根據設計要求和已選定的總體方案原理圖，明確對各單元電路的要求，詳細擬定各單元電路的性能指標。（2）設計各單元電路的結構形式在選擇單元電路的結構形式時，最簡單的辦法是從過去學過的和所了解的電路中選擇一個合適的電路。同時還應去查閱各種資料，通過學習、比較來尋找更好的電路形式。一個好的電路結構應該是滿足性能指標的要求，功能齊全，結構簡單、合理，技術先進等。（3）主要參數的計算與選取計算參數的具體方法已在課程中學習過且做了不少習題。但設計電路時的參數計算與做習題不一樣。習題求解時通常的參數值為已知量，需要求解的只有12 個參數，正確的答案一般也只有一個。而電路設計時除了對電路的性能指標有要求外

8、，通常沒有其它任何已知參數，幾乎全部由設計者自己選擇和計算，這樣理論上滿足要求的參數值就不會是唯一的了，這需要設計者根據價格、貨源等具體情況靈活選擇。所以設計電路中的參數計算，首先是計算，然后是根據計算值，對參數進行合理選擇。（4）元器件的選擇器件選用原則：由于集成電路具有體積小、功耗低、工作性能好、安裝調試方便等一系列的優點而得到了廣泛的應用，成為現代電子電路的重要組成部分之一。因此，在電子電路設計中，優先選用集成電路已成為人們所認可的一致看法。但是也不要以為采用集成電路就一定比用分立元件好，有些特殊應用情況(如高電壓、大電流輸出)，采用分立元件往往比用集成電路更切合實際。注意的問題：進行各

9、部分功能電路設計及電路連接的設計，這時要注意局部電路對全系統的影響。要考慮是否易于實現、是否易于檢測等問題。因此同學們平時要注意電路資料的積累。第四步、可靠性設計（1）定出合理的設計指標。（2）系統本身所能達到的指標。（3）容錯能力。第五步 電磁兼容設計電磁兼容特性是指確保儀器或者系統正常工作時對周圍電磁環境和內部電路相互之間電磁作用的限制、要求和特點。在電路設計時應注意：（1）選用電磁兼容特性好的集成電路；（2）盡量提高系統集成度；（3）只要條件允許盡量降低系統工作頻率；（4）為系統提供足夠功率的電源；（5）電路布局、布線要合理，做到高低頻分開、功率電路與信號電路分開數字電路與模擬電路分開。

10、 第六步 安裝與調試（1）調試方案設計目的是為設計人員提供一個有序、合理、迅速的系統調試方法，使設計人員在實際調試前就對調試的全過程有清楚的認識，明確要調試的項目、目的應達到的指標、可能發生的問題和現象、處理問題的方法以及各部分調試時所需要的儀器設備等。還包括測試結果記錄的格式設計，記錄格式必須明確反映系統所實現的各項功能特性和達到的各項技術指標 （2）安裝調試經過對電子電路的理論設計之后，便可進入電路的安裝調試階段。電子電路的安裝調試在電子工程技術中占有很重要的地位，它是把理論付諸于實踐的過程，也是知識轉化為能力的一種重要途徑。當然這一過程也是對理論設計做出檢驗、修改，使之更加完善的過程。安

11、裝調試工作能否順利進行，除了與設計者掌握的調試測量技術、對測試儀器的熟練使用程度以及對所設計電路的理論掌握水平等有關之外，還與設計者工作中的認真、仔細、耐心的態度有關。各單元電路調試之后逐步擴大到整體電路的聯調。聯調主要是觀察動態結果，測試電路的性能指標，檢查電路的測試指標與設計指標是否相符，逐一對比，找出問題，然后進一步修改參數，直至滿意為止。實驗調試完結之后，還應注意最后校核與完善總體電路圖。第七步、撰寫設計報設計報告格式和內容如下：（1）設計題目（2）設計任務和要求（3）方案設計與論證（方案比較）（4）原理電路設計 單元電路設計； 元件選擇； 整體電路（標出原元件型號和參數、畫出必要波形

12、圖）； 說明電路工作原理。（5）性能測試與分析整理實驗數據和測試波形，對模擬電路應有理論設計數據、實測數據、仿真數據和誤差分析，數字電路應有設計邏輯流程、波形圖、時序圖或真值表，如是可編程器件應有程序流程。（6）實驗困難問題及解決措施（心得）。（7）實驗參考文獻。3調頻發射機與接收設計3.1 設計任務本題目要求設計并制作一個以分立元器件及單功能集成電路組成的調頻接收機、發射機。因而不能使用接收機、發射機集成模塊以及市售成品改裝。其發射接收的基本框圖如圖3-1所示。 圖3-1 系統組成框圖3.2 調頻發射機設計與制作要求（1）設計與制作一個調頻發射機, 要求載波頻率fS為自制接收機的中心頻率，頻

13、率穩定度優于10-4；（2）調制信號頻率為50Hz15kHz；在調制信號振幅為1V時，最大頻偏為75kHz，發射機負載阻抗為50；（3）在發射機輸岀功率Po50mW時，接收機解調的50Hz15kHz信號波形無明顯失真條件下，通信距離4m；（4）發射機整機效率35 %；（5）發射機與接收機能進行語言和音樂的無線通信。3.3 調頻接收機設計與制作要求（1）設計與制作一個點頻調頻超外差接收機，接收的調頻信號為載波頻率fS（fS在2628MHz范圍內任選，頻率穩定度優于10-4)；（2）調制信號頻率為50Hz15kH；（3）最大頻偏為75kHz；（4）接收機中頻規定為fI=8.5±0.1MH

14、z，中頻濾波器通頻帶180±10kHz，矩形系數Kr0.13；（5）接收機接收靈敏度100V，鏡像頻率抑制比20dB，輸入阻抗50；（6）解調器后要有低頻電壓和功率放大，負載電阻8，在接收機輸入信號幅值為1mV有效值條件下，輸岀功率100mW，波形無明顯失真。4設計方案4.1調頻發射機方案比較與選擇方案一：發射機采用鎖相環（PLL）或者直接數字式頻率合成器（DDS）進行頻率調制，然后通過高頻功率放大器放大后輸出，將調頻信號發射。其系統框圖如圖4-1所示。圖4-1 發射機方案一系統框圖方案二：發射機采用變容二極管與壓控振蕩器直接調頻方式調制，然后輸出給高頻功率放大器，通過高頻功率放大器

15、放大后，將調頻信號發射。其系統框圖如圖4-2所示。圖4-2 發射機方案二系統框圖方案三：發射機采用石英晶體直接調頻，通過倍頻方式獲得最大頻偏，然后通過高頻功率放大器進行放大后，將調頻信號發射。其系統框圖如圖4-3所示。圖4-3 發射機方案三系統框圖綜上可知，方案一實現簡單，頻率穩定度高，但是由于鎖相環或者DDS在此使用，即違反題目不允許使用大規模集成器件的要求，因為鎖相環或者DDS作為單功能模塊使用時只能作為信號源，而不能作為調制器。方案三頻率穩定度最高，但是石英晶體調制，頻偏很小，需要經過多次倍頻方式才能獲得75KHz最大頻偏，實施難度最大。方案二則兼顧了方案一與方案三的問題，采用變容二極管

16、直接調頻，頻率穩定度以及最大頻偏的問題均能較容易實現，而且對提升發射機效率有很好的改善。因此本作品采用方案二的方式進行發射機系統的設計與制作。4.2調頻接收機方案比較與選擇方案一：接收機整個電路采用三極管與檢波二極管構建。選用低噪聲三極管搭建前置低噪聲放大器、三極管混頻器、西勒振蕩器或晶體振蕩器、中頻放大電路以及鑒頻器和低頻功率放大器。其系統框圖如圖4-4所示。圖4-4 接收機方案一系統框圖方案二：接收機混頻器采用集成混頻器單功能模塊搭建，本振采用鎖相環（PLL），前置低噪聲放大和中頻放大采用晶體三極管搭建，低頻功放采用集成單功能模塊。其系統框圖如圖4-5所示。圖4-5 接收機方案二系統框圖方

17、案三：接收機盡可能選擇單功能模塊進行搭建，前置低噪聲放大器、中頻放大器均可采用集成的低噪聲高速運算放大器搭建，本振采用直接數字式頻率合成器（DDS），混頻器、相移乘法鑒頻器、低頻功率放大器均采用集成單功能模塊搭建。其系統框圖如圖4-6所示。圖4-6 接收機方案三系統框圖綜上可知，通過對各個方案的分析，方案一由于需要使用較多的三極管電路，對靜態的確定要求較高，因此在調試難度上較大，而且本振采用的是西勒振蕩器或者晶體振蕩器，改變頻率不易，即不易實現自動搜索功能。方案二雖然使用了部分單功能芯片模塊，降低了一定的調試難度，但是由于本振采用的是鎖相環，鎖相環調試難度較大，實現自動搜索功能時容易出現失鎖的

18、情況。方案三則基本采用了單功能芯片模塊，使用DDS 作為本振，自動搜索實現非常容易，穩定度高，整個系統調試難度降低。因而本作品中的接收機采用方案三來實現。5調頻發射機電路設計5.1 低頻電壓放大器的設計為了穩定工作點，采用分壓式偏置電路及電流負反饋電路來設置靜態工作點。一般可用經驗公式來選取靜態工作點與偏置電路元件參數。低頻電壓放大器選用阻容耦合共射放大器，電路如圖5-1所示。圖5-1 低頻電壓放大器5.1.1偏置電阻的估算對于小信號放大器應工作于線性區，且在能滿足電壓增益要求的前提下，應盡量小一些，這樣可以減小靜態功率損耗。一般選取為宜，本設計選取。為了滿足靜態工作點的條件，要求一般選取，本

19、設計取，。為了調整方便，選用10K固定電位器和100K電位器串聯。5.1.2集電極負載電阻的估算若選取，即，由得（3）電容參數的選取嚴格計算、的參數較為麻煩，根據經驗值，通常選取。本設計選取，。5.2 調頻電路的設計實現調頻的方法可分為直接調頻和間接調頻兩大類。由于變容二極管調頻電路具有優點是電路簡單，工作頻率高，易于獲得較大的頻偏，而且在頻偏較小的情況下，非線性失真可以很小。因為變容二極管是電壓控制器件，所需調制信號的功率很小。因此，本設計選用此方案。集成壓控振蕩器MC1648外接電路減到很少，使用非常方便。因而壓控振蕩器可以選用單片集成振蕩電路MC1648來構成。輸出為正弦波的LC振蕩器用

20、變容二極管實現回路調頻，直接用控制電壓實現控制。在這個電路中采用了兩個變容二極管，并且同極性對接，常稱為背靠背聯接。其主要目的是減小高頻振蕩電壓對變容二極管總電容的影響。為了減小這個影響采用兩個變容二極管背靠背串接的方式，由兩個變容二極管代替一個變容二極管。對高頻振蕩電壓來說，每一個變容二極管只有原來高頻振蕩電壓的一半，這樣就能減小高頻振蕩電壓對變容二極管總電容的影響。而對于調制電壓u(t)來說，由于是低頻信號，高頻扼流圈L相當于短路，加在兩個變容二極管上的調制電壓是相同的。與此同時提高了振蕩器的頻率穩定度。調制器原理電路如圖5-2所示。圖5-2 VCO原理電路變容二極管直接調頻的特點為最大頻

21、偏大，能夠達到幾MHz，為解決調制頻偏過大的問題，因此使用變二極管部分接入的方式完成，以達到調制信號變化1V時對應的頻偏為75KHz，與此同時提高了振蕩器的頻率穩定度。調制器具體電路如圖5-3所示。在要求的相對頻偏較小，而所需要的m也就較小，因此，這時即使不等于2，二次諧波失真和中心頻率偏移也不大。例如在本調頻發射機中，中心頻率fS在2628MHz范圍內，要求的最大頻偏f=75kHz，若所用變容二極管的=1，則由式fm=mc可求得m=5.8×10-35.4×10-3，這時對應的kf2和都很小。由此可見，在相對頻偏較小的情況下，對變容二極管值的要求并不嚴格。圖5-3 直接調頻

22、電路5.2.1直流偏置電路MC1648的第10腳輸出一個約1.5V的穩定電壓，作為變容二極管的一個偏壓，調整RP2可以調節變容二極管的偏壓。R3為隔離電阻，一般選取比較大，可以減弱因調整RP2對振蕩回路Q值的影響，本設計選取51K。串饋扼流線圈L1的電感量根據經驗值，在短波波段一般選取15H50H，本設計選取15H。5.2.2頻率調制電路VCO產生的振蕩頻率范圍和變容二極管的壓容特性有關，CVD的大小受所加偏置電壓Ur控制，偏置電壓與容量關系曲線，如圖5-4所示。圖5-4 V101變容二極管的壓容特性其振蕩頻率下式計算 其中 對于點頻，取得若選取、得符合設計要求。5.3 高頻功率放大器的設計甲

23、類功率放大器工作在線性狀態，故信號的放大處于線性放大狀態，波形沒有失真，小信號放大效果較好，而且調試比較簡單。它的缺點在于靜態工作點較高，在沒有信號時依然具有靜態電流，所以它的效率不是很高。題目要求效率40%，采用甲類功率放大器能達到設計的要求，所以本設計采用此方案電路如圖5-5所示。圖5-5 高頻功率放大器5.4環形電感的設計通常采用試繞法，具體的設計方法分兩步：第一步，在選好的磁環上，先試繞若干圈，設匝數為N01 ，并測出其電感量L01，由此，計算出該線圈的結構系數L0。由公式得線圈的結構系數L0結構系數L0與線圈的結構尺寸、磁芯的有效導磁率有關。第二步，在同樣磁芯上得到的電感量L為得相應

24、的匝數為：選用直徑為0.5的漆包線，在線圈上繞制在NXO-2010×6×5上繞Nx匝，然后測得實際電感值，可適當調整到設計值，正確的繞法參見圖5-6。圖5-6 環形電感6調頻接收機電路設計6.1 低噪聲前置放大器的設計n級級聯網絡的總噪聲系數為由此式可知，多級網絡總的噪聲系數主要取決于前面兩級，而和后面各級的噪聲系數幾乎沒有關系。這是因為AP的乘積很大，后面各級的影響很小。通常，要求第一級的NF1要小而APH1要大。美信公司的MAX2650低功耗低噪聲甲類放大器，它的增益固定，不需要外圍電路過多擴展，降低了噪聲的引入途徑和調試的難度。MAX2650用于從直流至900MHz，

25、它有一個平坦的增益響應。單+5 V供電。MAX2650的低噪聲系數（噪聲系數3.9dB）和高驅動能力（輸入、輸出阻抗50），使它非常適合用于各種傳輸接收、緩沖應用。該器件采用內部偏置，省去了外部偏置電阻或電感器。典型的應用，唯一需要的外部元件就是輸入輸出隔離電容。MAX2650的輸入輸出阻抗均為標準的50純電阻，外圍不需要再另行做阻抗匹配，避免了外加組件所引入的噪聲和信號衰減，進一步降低了調試的難度。但是該芯片對電源的紋波要求較高，紋波要盡可能的小，否則較大的電源紋波引入就能將衰減后的uV級小信號湮沒，所以在電源供電上采用了LC濾波。做好屏蔽和電源濾波后，降低了電源噪聲的影響。該前置放大能將信

26、號放大7倍左右（約17dB），噪聲影響降低，達到了小信號低噪放大的目的。其電路圖如圖6-1所示。圖6-1 MAX2650低噪聲放大器6.1.1輸入輸出耦合電容的選取輸入輸出耦合電容、的取值6.1.2選頻網絡的設計在MAX2650的輸出端加上27MHz LC諧振匹配網絡，將輸出阻抗50匹配到后級混頻器輸入阻抗31K，這樣輸出既可以減小信號反射，同時也可以將噪聲被大部分濾掉，提升了系統的信噪比，另也提升了鏡像頻率抑制比，降低鏡頻干擾。由于MAX2650的輸出阻抗為50，為了減小其對選頻網絡的Q值的影響，采用部分接入。接入系數為 ，取p=0.04解得，。輸出阻抗折合到選頻網絡的阻抗值為對于點頻，回路

27、總電容為。由諧振頻率為 得電感量L為6.2 雙調諧回路諧振高頻放大器的設計為了抑制混頻干擾，需要進一步提高輸入信號的選擇性。因此題目對整個接收機的帶寬有要求，而且對中頻濾波器的矩形系數有相當的要求，矩形系數Kr0.13。由此可知，單調諧回路是不能達到矩形系數小于等于3的技術指標。而晶體濾波器的帶寬很窄，僅為幾千赫茲，完全不能滿足系統對帶寬的要求，若要達到帶寬的要求，調試難度相當大。雙調諧回路諧振放大器具有在通頻帶內平坦，通頻帶較寬和可調節性較好的優點。雙調諧回路是解決放大器的選擇性和通頻帶之間矛盾的有效方法。雙調諧回路的矩形系數為Kr0.1=3.15，在混頻器后以及中頻放大器輸出后各加一個雙調

28、諧回路，可以有效改善電路的帶寬和矩形系數。電容耦合回路諧振放大器電路如6-2所示，接有激勵信號源的L3、C11回路稱為初級回路, 與負載相接的L4、C12回路稱為次級回路或負載回路，C10為耦合電容，調整耦合電容的值可以改變兩個回路的耦合程度，從而改變諧振曲線的形狀。圖6-2 雙調諧回路諧振放大器6.2.1靜態工作點選取為了提高放大器的穩定性，通常靜態工作點選取的比較低，本設計選取，。由回路電壓方程得選用固定電阻和電位器串聯，以便調整靜態工作點。高頻電路中的耦合電容及濾波電容一般選取體積較小的瓷片電容?，F取耦合電容、旁路電容。6.2.2耦合諧振回路的設計在實際應用中，初、次級回路都調諧到同一中

29、心頻率。為了分析方便，設兩個回路元件參數都相同，即取，。耦合回路的耦合系數耦合回路的耦合因數為，耦合回路的諧振特性方程為稱為弱（松）耦合，諧振曲線單峰值，且峰值達不到最大值；稱為臨界耦合，諧振曲線單峰值，且峰值達到最大值；稱為強（緊）耦合，諧振曲線雙峰值，且峰值達到最大值。圖6-3 耦合回路的頻率特性 由于載波頻率fc在2628MHz范圍內，因此接收機的前端通頻帶，比較寬，所以應選擇稱為強（緊）耦合，諧振曲線雙峰值，滿足通頻帶的要求，強耦合回路的頻率特性如圖6-4所示。圖6-4 強耦合回路的頻率特性因耦合因數為，自耦變壓器的Q值一般滿足得所以取，。6.2.3高頻自耦變壓器的設計為了減小晶體管輸

30、出阻抗、混頻器輸入阻抗對諧振回路的Q值的影響，接晶體管的L3、C11回路初級回路, 與混頻器相接的L4、C12回路次級回路，均利用高頻自耦變壓器部分接入。由于初、次級回路總電容，為了簡化計算取初、次級回路總電容，利用估算諧振回路電感考慮晶體管的輸出電容和混頻器的輸入電容，選取電感。高頻變壓器一般用于小信號場合，尺寸小，線圈的匝數較少。變壓器是靠磁通交鏈，或者說是靠互感進行耦合的。為了減少損耗，高頻變壓器常用導磁率高、 高頻損耗小的軟磁材料作磁芯。本電路選用選用直徑為0.5的漆包線，在線圈上繞制在NXO-2010×6×5的磁環繞制，繞制方法采用試繞法，參見圖6-4。 圖6-4

31、 高頻自耦變壓器6.3 混頻器的設計6.3.1混頻器超外差接收機的主要特點是，把被接收的已調波信號的載波頻率先變為頻率較低的(或較高的)，且是固定不變的中頻，而其調制的變化規律保持不變。將高頻信號的載波頻率降低為中頻的任務是由變頻器來實現的，變頻器是由混頻器和本機振蕩器組成。常使用的混頻器有晶體三極管混頻器、場效應混頻器、二極管混頻器、集成模擬乘法器混頻器等。不同的混頻電路對應有不同的混頻能力，而且在很大程度上影響整個接收機的靈敏度，因此混頻器的選擇好壞決定著整個接收機的靈敏度。集成模擬乘法器混頻器靈敏度高，混頻效果好，干擾和失真小。因此系統選擇使用集成模擬乘法混頻器，常用的混頻器有MC149

32、6、MC1596、SA602A、SA612A等。考慮到混頻效果和題目對整機靈敏度的要求，選用集成的單功能模擬乘法混頻器MC1496。MC1496的混頻靈敏度高，噪聲抑制能力強，外部器件少，功耗低，使用調試簡單方便，其電路圖如圖6-5所示。輸入信號振幅最大值約為15mV，本振電壓ULm約為100mV，混頻器后選用的中頻濾波器的中心頻率為8.5MHz。本電路可工作在高頻或甚高頻信號下進行混頻。在fs=200MHz時，電路的混頻增益為9dB，靈敏度為14V。本電路與晶體三極管混頻器相比較，其優點是輸出電流中組合頻率分量少，干擾?。粚Ρ菊耠妷赫穹蟛缓車栏?，不會因ULm小而失真嚴重；us與uL的隔離

33、性能好，頻率牽引小。圖6-5 高頻自耦變壓器由于載波本振電壓ULm約為100mV是大信號輸入，輸出電流為i0 =若在輸出端加入一個中心頻率為，帶寬為的帶通濾波器，則取出的差值電流為i=從圖可看出，電路采用了單端輸出方式。集電極電阻Rc對電流取樣，若帶通濾波器帶內電壓傳輸系數為ABP，則經帶通濾波器后輸出電壓uI = ABP型濾波器選用選用直徑為0.8的漆包線，在線圈上繞制在NXO-6018×8×5的磁環繞制，繞制方法采用試繞法。6.3.2射極跟隨器由于混頻器輸出幅度比較小，所以射極跟隨器的工作點選取的較低。本設計選取，。由回路電壓方程得選用電阻。6.4 中頻放大器的設計超外

34、差接收機由于有固定頻率的中頻放大器，它不僅可以實現較高的放大倍數，而且選擇性也很容易得到滿足。可以同時兼顧高靈敏度與高選擇性，這是非常重要的。因為中頻放大器的中心頻率是固定不變的，而且接收機的主要放大倍數由中頻放大器承擔。所以整機增益在接收頻率范圍內，高端和低端的差別就會很小。因此中頻放大電路的增益帶寬積要高才能完成設計要求指標。中頻放大器電路如圖6-6所示。圖6-6 中頻放大器靜態工作點選取參見6.2。6.4.1矩形系數整個系統應當盡可能減小矩形系數Kr0.1。在臨界耦合條件下，耦合回路的諧振特性方程為通頻帶為 矩形系數為 耦合諧振回路選擇稱為臨界耦合，諧振曲線單峰值，通頻帶得到了擴展，通頻

35、帶內相對平坦，滿足設計指標要求中頻濾波器通頻帶180±10kHz，矩形系數Kr0.13的要求。因耦合因數為，自耦變壓器的Q值一般滿足得所以取，。6.4.2通頻帶根據要求，3dB帶寬為。根據帶寬的定義公式（公式中的品質因數Q是指回路沒有外加負載時的值，即空載Q值）可知，該諧振回路的帶寬小于180KHz。當該模塊接入電路后，空載Q值將變為有載Q值，并且數值減小，帶寬則相應增加。所以，后級只要做好阻抗匹配就能滿足系統帶寬的要求。因此設計該諧振回路時，一定要將帶寬降低到180KHz以下。該諧振選頻網絡只要保證電感的空載Q值達到200以上就能較容易的滿足帶寬小于180KHz的要求。因此雙調諧網

36、絡所使用的電感均為選用直徑為0.5的漆包線，在線圈上繞制在NXO-2010×6×5的磁環繞制，在保證其繞制密度均勻和繞制緊密的情況下，其Q值能達到230以上。在保證諧振在中頻8.5MHz與矩陣系數Kr0.13的前提下，可以通過調整LC雙調諧諧振網絡中的耦合電容的電容值，調整雙調諧回路的-3dB帶寬。6.5 鑒頻器的設計相移乘法鑒頻器的方框原理圖如圖6-7所示。它是由進行調頻調相調頻波形變換的移相器、實現相位比較的乘法器和低通濾波器組成。圖6-7相移乘法鑒頻器方框圖目前廣泛采用諧振回路作為移相器。圖6-8所示是一個由電容C1和單調諧回路LC2R組成的分壓傳輸移相網絡。設輸入電

37、壓為，則輸出電壓為圖6-8移相網絡及其特性對于輸入調頻信號來說，其瞬時頻率(t)=c+kfu(t)=c+。因為要求移相網絡的0=c，則()=上式表示輸入為調頻波時，經移相網絡產生調相調頻波的相位隨瞬時頻率的變化關系。上述經過移相網絡產生的調相調頻波與原調頻波輸入給乘法器實現相位比較，經低通濾波器取出原調制信號。uoKMK()RL2QLkf/cUmcost用集成模擬乘法器MC1496實現的相鑒頻器電路如圖6-9所示。其中C33與L14、C39和C40并聯諧振回路共同組成線性移相網絡，將調頻波的瞬時頻率變化轉換為瞬時相位的變化（即FM波變為FM-PM波）。MC1496的作用是將FM波與FM-PM波

38、相乘，輸出端接集成差分放大器OP07，將雙端輸出變為單端輸出，再經RC構成LPF輸出。這種鑒頻電路的性能良好，片外電路簡單，調整非常方便。L14選用選用直徑為0.8的漆包線，在線圈上繞制在NXO-6018×8×5的磁環繞制，繞制方法采用試繞法。圖6-9相移乘法鑒頻器6.6 低頻功率放大器的設計題目要求輸出功率不能小于100mW，因此選用集成的低頻功率放大器是最優選擇。常用的低頻功率放大器有TDA2822、LM386、TEA2025、TPA321等。不同的芯片有不同的性能，考慮到題目要求有輸出信噪比，因此選用的低頻功放最好具有靜音功能（有此功能說明芯片對噪聲有性當的抑制能力）

39、。因此，本設計選用TDA2822作為低頻功率放大器的核心芯片，其電路結構簡單，采用BTL電路時，輸出功率最大可達到350mW。其具體電路形式如圖6-10所示。圖6-10低頻功率放大器6.7 電臺識別電路的設計在進行接收電臺信號時，需要判斷是否有信號。其具體電路形式如圖17所示。該電路從5V直流，并可以檢測信號可達150千赫 。雙比較器IC LM393的是該電路的心臟 。第一個比較IC8C是用于檢測輸入信號的峰值。第二個比較IC8D是有線作為緩沖區，以增加電流增益。第三個比較IC8A作為比較器，用于識別有解調信號。圖6-11電臺信號識別電路7系統調試與測試7.1調試儀器本系統使用到的儀器如表7-

40、1所示：表7-1 調試與測試的儀器序號儀器型號1信號源QF1450高頻信號發生器2示波器TDS1012B-SC 數字示波器3高頻毫伏表DA36A型超高頻亳伏表4Q表AS2851 Q表5掃頻儀BT3C RF 寬帶掃頻儀6頻率計NFC-1000C-17LCR測試儀LCR-4070D7.2 發射機測試結果與分析7.2.1發射機載波頻率測量發射機無發射天線，接50假負載電阻，調制信號電壓為零時，測負載電阻上電壓的頻率，即為載波頻率。使用頻率計測量結果應為。7.2.2載波頻率穩定度測量條件與7.2.1測載波頻率相同，1分鐘內測5次頻率，并將測量數據填入表7-1中，計算載波頻率穩定度。7-1 發射機載波頻

41、率穩定度測量數據測量次數12345頻率（MHz）平均值（MHz）頻率穩定度7.2.3發射機最大頻偏測量在調制信號輸入端疊加加直流電壓1V，測載波頻率，并將測量數據填入表7-2中，計算。表7-2 發射機最大頻偏測量數據載波頻率（MHz）載波頻率（MHz）（KHz）7.2.4發射機輸出功率測量輸入調制信號振幅V，F=1kHz測負載50上輸出電壓，并將測量數據填入表7-3中，計算輸岀功率。表7-3 發射機輸出功率測量數據輸出峰值（V）輸出功率（mW）7.2.4發射機效率測量發射機負載為50電阻，調制信號為1kHz，振幅為1V，50電阻上輸岀功率50mW，測量發射機直流電源電壓與流過整機的直流電流，并

42、將測量數據填入表7-4中，計算電源輸入功率、計算效率。表7-4 發射機效率測量數據電源電壓（V）整機電流（mA）整機功率（mW）整機效率7.3 接收機測試結果與分析測試條件：輸入調頻波最大頻偏，調制信號頻率，載波頻率，調頻波信號。7.3.1接收機中頻測量測試接收機的本振頻率fL，微調載波頻率fS，當解調輸出幅度最大時，本振頻率與載波頻率fS頻率之差的絕對值即為接收機中頻fI。并將測量數據填入表7-5中。表7-5 接收機中頻測量數據載波頻率（MHz）本振頻率（MHz）中頻（MHz）7.3.2接收機輸出功率測量測量低頻功率放大器在R=8假負載上電壓URLm, 并將測量數據填入表7-6中，計算輸出功

43、率P=U2RLm/2RLm。 7.3.3接收機輸出信噪比測量測負載R=8上電壓UNRL，并將測量數據填入表7-6中，計算輸岀電壓信噪比。表7-6 接收機輸出功率及輸出電壓信噪比測量數據信號狀態輸出峰峰值（V）輸出功率（mW）輸出信噪比無信號有信號7.3.4接收機靈敏度測量在滿足輸岀電壓信噪比4，輸岀功率100mW時進行下列測試。減小輸入調頻波信號電壓USm直到等于100mW對應的USm值，即為靈敏度。7.3.5接收機通頻帶測量在滿足輸岀電壓信噪比4，輸岀功率100mW時進行下列測試。改變載波頻率，測量負載R=8上電壓URL值，測電壓最大值的0.707倍所對應的±f0.7的頻率值，并將測量數據填入表7-7中，兩頻率差值為通頻帶2f0.7。7.3.6矩形系數測量在滿足輸岀電壓信噪比4，輸岀功率100