1、29AD8362 50Hz-2.7GHz TruPwr檢測器特點：充分完善地校準測量/控制系統從50Hz到2.7GHz，精確的有效值-直流轉換50歐姆系統中，輸入動態范圍60dB：-52dBm到+8dBm不受波形和調制方式的約束，如GSM/CDMA/TDMA分貝為單位的線性輸出，刻度為50mV/dB。一致性誤差為0.5dB在-40攝氏度到+85攝氏度，供電電壓4.5v-5.5v電流24mA條件下。所有功能穩定工作。消耗功率1.3mW。應用：功放的線性化/控制環路傳輸功率控制傳輸信號強度檢測（TSSI）RF儀表封裝的框圖圖1簡述AD8362是一種真有效值響應的功率檢測器，測量范圍60dB。它能滿

2、足多種高頻通信系統和儀表對精確信號功率檢測的要求。它使用簡單只需要5v電源和一些電容。可以工作在從極低的頻率到2.7GHz并能接受最小1mv到1v 的有效值輸入。對于大峰值因子的信號，可以滿足精確測量CDMA信號的要求。輸入信號被送入一個可變的梯形電阻衰減器進行衰減，這些衰減器組成了可變增益放大器的輸入級。有12個抽頭，采用一種平滑的內插專利技術，使衰減值可以連續準確變化，衰減值的設定由“VSET”腳的電壓控制。衰減后的信號送到一個高性能的寬帶放大器進行放大。再由一個寬帶的平方律檢波器檢波，檢波輸出的脈動信號經濾波后 與另一個平方電路的輸出進行比較。這個平方電路的輸入由“VTGT”腳提供，它是

3、一個固定的直流電壓，通常與提供精確125V參考電壓的VREF腳相連。 兩個平方電路的輸出信號差分輸入到高增益誤差放大器后，將從“VOUT”腳通過線-線輸出一個電壓信號。在控制模式下，低噪聲的輸出信號可用于改變系統RF放大器的增益，從而平衡輸入信號功率。 用于做功率測量器件時，VOUT和VSET直接相連。輸出與輸入信號的有效值的對數成正比。因而讀數可以直接用dB表示，刻度為每十個刻度為1v或者說斜率50mv/dB。在控制模式下，VEST的輸入電壓決定功率電平。要求在輸入為0時，背離切入點。輸出緩沖器可以提供高負載電流。 AD8362在PWDN腳為邏輯高電平時進入電源休眠，功耗僅為1.3mW。25

4、時電源恢復在20us內達到20mA的工作電流。AD8362采用16腳TSSOP封裝，可在4085的溫度范圍內工作。有評估電路板可用。詳細規格=5V, T = 25°C, ZO = 50 , 差分輸入驅動不平衡變壓器,除非另作說明，VTGT連接VREF，VOUT連接VSET。表1參數條件最小典型最大單位所有的功能 最大輸入頻率 2.7GHz輸入功率范圍（差分） 最低值 最高值50歐姆系統，單位dBf2.7GHz，輸入1：4不平衡放大器-52dBm+8輸入電壓范圍 （差分）最低值最高值終端輸入有效值電壓f2.7GHz，輸入元件的輸入端1.12mVrms1.12Vrms輸入功率范圍 （單邊

5、信號）最低值最高值單端驅動，連續波，f2.7GHz輸入輸入端電阻網絡 -40dBm 0輸入電壓范圍 （單邊信號）最低值最高值終端輸入有效值電壓,f2.7GHz2.23mVrms2.23Vrms輸出電壓范圍最低值最高值200一般為Vs-0.1+100mV+4.9V參數條件最小典型最大單位輸出刻度（對數斜率）50mV/dB誤差性能60dB范圍內，f2.7GHzdB射頻輸入接口輸入電阻腳INHI，INLO，交流耦合單端驅動，100200輸出接口輸出范圍完整的電壓范圍 最低值最高值源電流回轉上升速度回轉下降速度上升時間，10%-90%下降時間 90%-10%寬帶噪聲VOUT管腳200測量模式，f=90

6、0MHz，PIN = 52 dBm 測量模式，f=900MHz，PIN = +8 dBm VOUT保持在Vs/2，變動1% =open0.2V1.8V，CLPF=01.8V0.2V，CLPF=0CLPF=1000PF，fSPOT 100 kHz 0.1 4.90.32 0.483.44 3.52 48 60 5 450.470VVVMAV/usV/usNsUsnV/Hz VSET接口定義的輸入電壓范圍輸入阻抗刻度（對數斜率）刻度（對數截止點）VSET管腳誤差±1 dB f=900MHzf=900HMz，輸入1：4不平衡變壓器0.5 3.75 6846 50 54-64 -60 -56

7、-77 -73 -69 VkmV/dBdBmdBV參考電壓 輸出電壓溫度靈敏度輸出阻抗VREF管腳25°C 40°C TA +85°C 1.225 1.25 1.2750.088VmV/°C 有效值基準接口輸入電壓范圍輸入偏置電流增加的輸入電阻VTGT管腳測量范圍=60dB，誤差±1 dBVTGT=1.25VVTGT=0V0.625 2.5 -28 -52 52VuAuAk參數條件最小典型最大單位電源休眠接口 邏輯開 邏輯關輸入電流開啟時間關閉時間PWDN管腳邏輯低電平邏輯高電平邏輯高邏輯低從PWDN變為低電平，到VOUT降到10%CLPF=1

8、000pF從PWDN變為高電平，到VOUT降到10%CLPF=1000pF13 230 5 14.5 2.5VVuAuAns us供電接口 供電電壓 靜態電流 供電電流VPOS管腳關閉時4.5 5 5.520 220.2VmAmA900MHz 動態范圍偏移VS溫度對數斜率對數截止點背離的CW響應參考最佳線性的誤差±1.0 dB線性，CW輸入±0.5dB線性，CW輸入與25°C的輸出對比40°C < TA < +85°C; PIN = 45 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = 20

9、 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = +5 dBm 5.5dB峰值-有效值比例（IS9反向鏈路）12dB峰值-有效值比例（WCDMA4信道）18dB峰值-有效值比例（WCDMA15信道）6562-1.7 -1.4-146 50 54-64 -60 -56 0.2 0.2 0.5dBdBdBmV/dBdBmdBdBdB1.9GHz 動態范圍偏移VS溫度對數斜率對數截止點背離的CW響應參考最佳線性的誤差±1.0 dB線性，CW輸入±0.5dB線性，CW輸入與25°C的輸出對比40°C < TA &l

10、t; +85°C; PIN = 45 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = 20 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = +5 dBm 5.5dB峰值-有效值比例（IS9反向鏈路）12dB峰值-有效值比例（WCDMA4信道）18dB峰值-有效值比例（WCDMA15信道）6562-0.6 -0.5-0.3 51 -59 0.2 0.2 0.5dBdBdBmV/dBdBmdBdBdB參數條件最小典型最大單位2.2GHz 動態范圍偏移VS溫度對數斜率對數截止點背離的CW響應參考最佳線性的誤

11、差±1.0 dB線性，CW輸入±0.5dB線性，CW輸入與25°C的輸出對比40°C < TA < +85°C; PIN = 45 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = 20 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = +5 dBm 5.5dB峰值-有效值比例（IS9反向鏈路）12dB峰值-有效值比例（WCDMA4信道）18dB峰值-有效值比例（WCDMA15信道）6565-1.8 -1.6-1.3 50.5 -61 0.2 0.2 0

12、.5dBdBdBmV/dBdBmdBdBdB2.7GHz 動態范圍偏移VS溫度對數斜率對數截止點背離的CW響應參考最佳線性的誤差±1.0 dB線性，CW輸入±0.5dB線性，CW輸入與25°C的輸出對比40°C < TA < +85°C; PIN = 45 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = 20 dBm 40°C < TA < +85°C; PIN = +5 dBm 5.5dB峰值-有效值比例（IS9反向鏈路）12dB峰值-有效值比例（WCDMA

13、4信道）18dB峰值-有效值比例（WCDMA15信道）6362-5.3 -5.5-4.8 50.5 -58 0.2 0.2 0.4dBdBdBmV/dBdBmdBdBdB全部的額定最大值表2參數額定值供電電壓VPOS輸入功率等效電壓內部功耗JA 最大結溫度工作溫度范圍存儲溫度范圍傳導溫度范圍（焊接時間60s）5.5V13dBm2V有效值500mW125°C/W 125°C/W 40°C +85°C65°C+150°C 300°C 工作在最大額定值以上可能對器件造成永久性的損壞。在此只是說明最大額定值，并不贊成工作在最大值或高

14、于這個值上。長期工作在最大額定值上會影響器件的穩定性。 ESD注意ESD（靜電放電）敏感元件。靜電經常在不知不覺中聚集在人體或儀器上，其放電電壓可達到4000V。盡管該產品加入了ESD保護電路，但靜電仍有可能對它造成永久性的損壞。推薦采取適當的靜電防范措施，避免性能下降或損壞。管腳配置和功能描述圖2，管腳配置表3，管腳功能描述編號名稱描述等效電路1，8COMM接地公共接地端。連接系統的公共端。2CHPF輸入高通濾波器。它與地之間的電容決定輸入信號高通濾波器的3dB截止點。3，6DECL和的去耦端，應通過一個大電容連接到地，以構成完整的輸入電路4，5INHIINLO差分信號輸入端。輸入阻抗=20

15、0 。也可以驅動單端-終點，這是輸入阻抗減少到100歐姆。電路A7PWDN開關控制輸入。當為邏輯高電平時AD8362關閉。9CLPF環路濾波器積分電容連接端10，16ACOM輸出放大器的公共接地端11VSET設置電壓輸入端；測量模式時直接與VOUT相連。控制模式時，用來設置輸入控制模式。電路B12VOUT有效值輸出。在測量模式，VOUT一般與VSET連接。電路C13VPOS連接5v電源14VTGT對數截止電壓，與輸入該腳的電壓成正比。用來做參考電壓，增加峰值容量。一般與VREF相連。電路D15VREF1.25通用參考電壓輸出，一般直接提供給VTGT。電路E等效電路典型性能特性設置概述設備AD8

16、362應用的大多數硬件配置在圖35中顯示。信號源是羅德與施瓦茨的SMIQ03B。1：4不平衡變壓器用于將RF信號變成差分信號。圖27，28中的響應測量配置在圖36中。圖29，30的配置在圖37中顯示。圖31的配置在圖38中顯示。分析這個斜率和截止點，是在中心工作范圍內通過線性回歸系數采集數據計算的來的。誤差表現為兩種形式：CW的線性響應誤差，和25°C 的輸出增量。來自CW波的線性響應的誤差是輸出理想增益和輸出參考電平轉換成分貝的誤差。這個測量是針對CW波和調制波的線性響應。誤差（dB）的計算方法： P z是截止點，單位dBm使用每個器件斜率和截止點計算后修正了測量CW波線性響應的誤

17、差。同時校正了線性和調制對器件響應的影響。+25的誤差使用給出的器件典型性能和波形作為參考，似的測量輸出隨溫度變化。 圖36調制脈沖響應的測量設置 圖37 電源休眠的測量設置圖38 門開啟的測量設置電路描述 AD8362是完善的校準，高精度，有效值-直流轉換器，它測量范圍超過60dB。能夠工作在低頻和至少2.7GHz的高頻信號下。與普通的有效值-直流轉換器不同，它的響應帶寬不受信號幅度的影響。-3dB點在3.5GHz。這個精確測量波形部分的能力具有很高的峰值-有效值比（頂尖因子）它不受信號頻率和大小的影響。 這個獨特的功能使得AD8362可以被用于校準比例大于1000000：1的RF功率計，閉

18、環系統功率控制，通用有效值響應伏特計，和許多低頻的應用。這個元件包含高性能AGC環路的核心部件（圖39）。在生產時利用激光消除100MHz測試環境下全負荷工作時的容差。他的線性，帶寬，為可調增益放大器提供電壓增益，Gset；這些可用于精確的指數（線性-dB）控制Vset。控制范圍達到68dB（-25dB-+43dB）。即使留下充分的保護間隔 ，從-21dB-+39dB，這60dB的中心范圍也是非常有用的。調整VTGT使在高峰值因數下調節信號，以顯示可調的偏置范圍。VGA增益 （1）Go是固定偏置增益，VGNS 定義增益斜率（每伏特的dB變化）的比例電壓。注意增益隨小。VGA輸出 （2）VIN

19、是AD8362輸入端的交流電壓。雖然輸入差分信號時動態范圍最大，但輸入源可以是單邊信號和差分信號。輸入單邊信號時會有高頻不平衡的影響，這在低頻（50Hz-500MHz）很少出現，但是峰值電壓能力總是分成兩路差分運行。平方率檢測 可變增益放大器的輸出(VSIG) 到平方率檢波。這項檢測是對交替信號的真實有效值的響應，它與波形無關。他的輸出擺動電流(ISQU)是 絕對平均值。這個電流由片上電容(CF) 集成，它一般是通過外部電容(CLPF) 來擴展平均時間。它是輸出電壓通過5增益的緩沖器，和線-線的直流耦合放大器輸出（VOUT）用于測量或控制。 大多數應用中，AGC環路是閉合的由VSET到VGA增

20、益控制電壓再由VOUT輸出使用。在測量模式下，這個閉路是簡單的將VSET與VOUT相連。在控制模式下，一些大系統會有反饋回路，工作原理相同。擺動電流(ISQU) 與固定設置的基準電流(ITGT) 反向平衡。在精確的集成電容下，在 （3） 時AGC環路達到平衡。ITGT 由第二個平方參考單元提供，平方單元的輸入是基準放大電壓VATG 。它是VTGT輸入電壓的小數部分。這兩路平方單元在IC中電性能和實現方式是一樣。可以減小平方率功能對溫度特性變化的依賴。 因此，VTGT（和它的小數部分VATG ）決定VGA提供給AGC環路的電壓。當兩個平方電路信號比例參數精確匹配時，滿足 （4） 時，等式3才滿足

21、。 一般的解決方法，兩邊同時求均方根值（有效值）。這樣為了使其一致，通過改變VGA增益和電容濾波求平均值來達到系統確定的關系。 （5）將等式（2）的帶入（5） (6) 作為測量裝置，VIN 是未知的，其他所有參數都在設計固定。由等式6得： (7)得： （8）VZ = VATG/GO 是截止電壓，因為(VIN) = VZ 時VSET必須為0。當作為測量裝置時，輸出緩沖器直接接到VSET，以關閉AGC環路。將VOUT=VSET代入（8）式，并求以10 為底的對數，使轉換成分貝值： （9）VSLP 是斜率電壓，也就是輸入振幅每變化10個單位，輸出電壓變化1個單位。記為VSLP = VGNS log

22、(10) = 2.303 VGNS. 在AD8362中，VSLP 在100MHz信號時用激光校正到1v。因為沒10個單位等于20dB，所以斜率穩定在50 mV/dB.因此 ，要改變斜率值就要改變VSLP 的有效值。截止電壓VZ 也由激光校正到224uV（-60dB，50歐姆系統）。在理想系統中，輸入有效值等于該值時，VOUT為0。在實際信號下，VOUT不能完全接地，在此Vz是推測值。電壓VS功率校正AD8362可以從低頻到微波頻率精確的測量電壓有效值。在低頻工作時，輸入一般為伏特有效值或dBV（分貝與1v有效值的關系） 在高頻時，信號電平通常用功率單位。在這個電路環境中，源和終端阻抗是大體的縮

23、放比例的主要部分。在這個條件下，輸出電壓表示為：VOUT = SLOPE × (PIN PZ) （10） 其中PIN 和截止點PZ 用dBm表示。 事實上，響應會稍微偏離等式10中的理想直線。這個偏差叫做起控一致性誤差。在高精度測量裝置中，一般都提供這樣的誤差圖表。它是用最好的直線上的測量數據計算的來的。可以確定真實的確定條件下的動態范圍。 圖40中顯示了圖42電路所有輸入所對應的輸出。與理想功能的一致性也在圖示中。這由數據點的線性回歸決定的。數據點是中心部分在+25°C 數據遷移后的值。 40°C, +25°C 和+85°C 的誤差，是用每個

24、輸入信號對應的理想輸出與真實輸出的差，并由回歸平均斜率區分這些數據，在轉化成測量分貝誤差。（刻度在圖40的右邊軸上） 誤差的產生，不僅包括由溫度變化所產生的與理想值的偏差，還包括了所有由溫度引起的額外誤差。值得注意的是圖中對溫度變化不大（垂直刻度的誤差） 圖40的性能曲線還顯示出周期性的波動。這是由于衰減器采用內插技術來選擇衰減信號。這不僅對離散的切入點，而是對所有的點距。如此提供了連續的衰減值。被選中的信號送入AD8362的3.5GHz，40dB固定增益的VGA前級放大器中。AD8362信號輸入部分的原理圖如圖41所示。階梯衰減器由11級組成（12個閥），每一級衰減為6.33dB。每個閥都與

25、可變跨導單元相連，跨導的偏置電流決定了閥的信號的衰減值。控制機通過產生離散高斯分布偏置電流決定哪一級工作。它是從左到右的開始衰減的。因此，輸入信在VSET輸入端電的控制下，最多可衰減69.3dB。跨導設置鄰近級的具方法是，沿著衰減計算滑動直到曲線的一致性好為止。它的幅度隨溫和頻率有細微的變化（見圖10，11，12）。要注意的是，系統響應的輸入信號INHL和INLO不是完全獨立的，輸入管腳并并非徹底的差分信號。偏移消除為處理可變增益放大器中微小的直流偏移，使用了零偏移環路。這個環路的高通角頻率預置為1MHz，可以充分在任何高頻下使用。當AD8362被用于低頻時，角頻率可按需減少，只要在CHPF上

26、加電容接地，容值按200uF/Hz計算。例如，要降低高通角頻率到150Hz。就需要1.33uF的電容。電壓偏移隨VGA工作時增益的真實值和輸入信號幅度改變。這種類型的變化基線，在VGA中是普遍的，但在AD8362中則更明顯，因為它的工作方式是使偏移量沿著6.33dB范圍的軸波動。當CHPF的值過大，便宜量補償將滯后于VGA增益變化。VGA增益可以增加時間使得環路充分補償，而得到穩定的輸入振幅。閉合環路的時域響應加在平方單元輸出端的外部低通均值電容（CLPF）對波動被測信號進行充分濾波。這個電容的最佳值取決于應用方式，粗略的為900uF/Hz。例如，5uF電容濾波頻率為180Hz。在標準的測量模

27、式下，VSET與VOUT相連。當輸入信號振幅發生少許變化（很小的dB值）。環路的時域響應是線性的。3dB低通截止頻率定義為fLP = 1/(CLPF × 1.1 k) 。當fLP = 3 MHz，環路內部延時電容使用推薦的最小值300pF。當輸入信號振幅發生大的突變，環路響應變成非線性的。工作在RF測量模式 AD8362工作在測量模式下的基本連接見圖42。AD8362要求5v單電源供電，電源電壓在±10% 內不會對性能造成影響。 電源接在VPOS 管腳，如圖42所示去耦電容要對整個輸入頻率范圍呈低阻抗，并且要盡量靠近VPOS腳。圖中使用兩個不同的電容并列，來減少阻抗，因為他

28、們對應的頻率不同。但測量精度與去耦電容沒有緊密的關系，因為高頻信號的通道都嚴格限定在相關的管腳上。兩個DECL腳的接地導線和INHI/INLO到輸入耦合電容的導線要盡量的短。所有的接地端要立即接地。 設置測量模式，VOUT與VSET相連，VTGT與VREF相連。元件的關閉 PWDN為邏輯高電平時AD8362被關閉。PWDN可以直接接地，使AD8362持續工作。當PWDN為高電平時，電流是20mA，供電電壓和輸入信號對其沒有影響。當把PWDN切換到低電平，供電電流減小到230uA。推薦的輸入耦合 在AD8362的整個動態范圍中，尤其在高頻（500MHz以上），都使用差分信號輸入。在圖42中，輸入

29、端用一個不平衡變壓器。阻抗比是1：4（1：2的轉換比例），50歐姆輸入信號通過這個不平衡變壓器接到阻抗200歐姆的AD8362差分信輸端。不平衡變壓器的輸出要經過交流耦合再輸入到AD8362中。本例中使用的不平衡變壓器(M/A-COM ETC 1.6-4-2-3) 與AD8362工作在0.5GHz-2.5GHz的評估電路板中使用的一樣。如果使用了中心抽頭的磁耦合轉換器，連接中心抽頭和DECL，它的偏置電壓也3.6v在低頻時不需要阻抗匹配，AD8362能夠驅動低阻抗的差分信號源，記住輸入端必須交流耦合。選擇輸入耦合電容 如前述，輸入信號必須交流耦合。輸入耦合電容與200 輸入阻抗共同影響輸入高通

30、截止頻率，該頻率等于FHP = 1/(200 × × CC) 典型的，FHP 至少應等于輸入頻率的十分之一。單端信號輸入 根據記錄，AD8362的輸入級最好使用平衡信號輸入，這樣可以實現所有功能。在許多情況下，不平衡信號可以直接接到兩個輸入腳的任何一個，但這樣首要的缺點就是500MHz以上動態范圍減小10-15dB。 圖43所示，AD8362對輸入信號有多路耦合。因為輸入腳偏置在3.6v（電源5v），接地是需要隔接直電容。信號頻率大于5MHz時隔直電容1nF就足夠了。INHI和INLO都可以作為輸入端，這里選擇了INHI。 外部的100 分支電阻與內部100 single-

31、ended輸入阻抗形成50 匹配。不用的輸入端（本例中是INLO）要交流耦合接地。圖44所示，當single-ended驅動AD8362在不同頻率的轉移特性。結果顯示single-ended驅動下AD8362在頂部的線性性能變差 工作在低頻 一般的直流有效值轉換基于接口技術，信號的有效帶寬與信號幅度成比例。而AD8362的3.5GHzVGA帶寬不受它的增益影響。因為這個放大器是內部支流耦合的，此系統在低頻時也能作為高精度有效值電壓計，保持良好的線性分貝輸出。可用于如：地震，音響，聲納等設備中。當AD8362工作在任何低頻時，仍需要交流耦合輸入端。在這種情況下，輸入耦合電容必須使被測信號中最低頻

32、率成分實現最小衰減。例如：在1.5KHz時降低3dB，就需要1uF的電容，因為輸入阻抗是100 （差分輸入是200 ），計算方法：1/(2 × 1.5 k × 100) = 1 F。另外，為了降低VGA的高通角頻率，CHPF腳必須大電容接地。（電容的選擇見“選擇CHPF值“章節）更多AD8362和其他在低頻中可用的RF功率檢測器，見應用筆記AN-691：應用在低頻的RF檢測產品。選擇CHPF的值 AD8362的3.5GHz可變增益放大器包括一個消除偏移的環路，這個環路使用一個高通濾波器實現。為了更好的測量輸入信號的幅度，這個濾波器角頻率(fHP) 必須低于測量帶寬頻率的最小

33、值。其外部電容值為 （12） 當工作頻率低至100KHz時，設置fHP 為25KHz(CHPF = 8 nF)。當頻率高于2MHz時，不需要外部電容，因為這是內部電容已經足夠了。選擇CLPF的值 在標準的測量模式下，VSET和VOUT連接。為了輸入幅度有微小變化時，分貝值也有微小變化。這個環路時域響應的理想3dB低通角頻率應該是fLP = 1/(CLPF × 1.1 k)。本地環路的內部延時設置成推薦的最小值，該最小值電容為300pF，這時fLP = 3 MHz。 在低頻時，或需要更長的平均時間。使用這個式子CLPF = 900 F/fLP (fLP in Hz) （13）當信號中有

34、大的峰值因子，如CDMA和WCDMA信號，CLPF必須比所需的值更大一些。這歸因于復雜信號中一些重要的低頻成分，在AD8362輸出產生的波動。增加CLPF值同時也增加了AD8362對輸入響應的步長。 表4中給出了CLPF在常用的調制時的推薦值。對任何情況，CLPF要增加直到噪聲在50mV以下。表中還給出了10%-90%輸入響應步長。如果不能增加響應時間，則需要減少CLPF。如果AD8362的輸出被采樣后送入模數轉換器，在數字域中求平均值可進一步減小殘留的噪聲。圖45顯示了AD8362在WCDMA單載波信號（2140MHz）驅動下，濾波電容的改變對殘余波動和上升/下降時間的影響。調節VTGT適應

35、高峰值因子的信號外部直接連接VREF（1.25V）和VTGT來設置內部基準電壓。這個基準電壓是有效值電壓，由VGA提供用來平衡AGC反饋環路。 在缺省設置下，VREF 1.25v設置的基準電壓為0.06*1.25=75mv。從理論上講，電壓大于或小于這個值都能驅動VTGT。這項技術可以用于改變截止點，從而增大或減小裝置的輸入靈敏度。或提高在大峰值因子信號下的測量精度。例如，VREF通過1K電阻衰減后接入VTGT，就要求VGA把它平分成37.5mv有效值輸出。在這個條件下，來自平方單元的信號有效活動路徑加寬一倍。這有利于系統處理峰值因子。圖46和圖47顯示AD8362在掃描不同峰值因子的一系列信

36、號時，不同VTGT對測量精度的影響。每個信號的峰值因子在表中列出。在圖46中，VTGT設置為默認值1.25V，圖47中減少0.625V減小VTGT同時也減小了截止點。更重要的是誤差曲線的變化。注意到圖47中誤差曲線都重疊在一起，而圖46中各誤差曲線在垂直方向分布。這表明，當預期輸入峰值因子范圍大時要減小VTGT。VTGT同樣可以大于默認的1.25v。這會增大截止點，在被測信號峰值因子變化較大時，這將對測量精度帶來不良影響。 改變斜率迄今為止，沒有討論工作條件改變對對數斜率（式9）的影響。對數斜率可以通過控制VOUT的小數部分來改變。這里VOUT是反饋到VSET的。當VOUT的所有信號都反饋到V

37、SET，斜率為默認值50 mV/dB。可以通過增加這兩個管腳間的驅動電壓來改變它。如圖48所示。適當的降低阻值可以減小由VSET的70 k 輸入阻抗引起的誤差。這個串連電阻也負擔輸出，實際上如果阻值太小會減小負載能力。該阻值計算如下R1 = R2' (SD/50 1) （15）SD 是期望得到的斜率值，用mV/dB表示。R2'是R2與70 k并聯后的阻值。例如，R1=1.65k ，R2=1.69k （則R2'=1.649k ），默認的斜率則增長到100mv/dB。注意，這種方式的雙倍斜率增長會衰減輸入功率-10dBm，因為VOUT的電壓變化是有限的（5v供電時是4.9v

38、）溫度補償和減少傳輸波動 使用圖50中的兩項技術可以有效的減小AD8362的傳輸功能擺動和截止點漂移。CLPF比默認值減小,在寬帶調制輸入信號下，這個結果會增加輸出反饋給VSET的噪聲。 這個信號中的噪聲使得VGA增益在中心點附近擺動，信號中的噪聲使得VGA增益在中心點附近擺動。去掉高斯內插器向前R-2R個階梯。由于增益控制電壓不斷地在至少一個高斯內插器切入點上穿過。VGA輸出的有效值信號強度和VGA控制電壓的關系，變成獨立于VGA增益控制波動。輸入平方率單元的信號變成AM調制。但這并不會改變信號的峰均比。由于減小了濾波器電容，誤差放大器輸出端的有效值電壓包含了較大的峰-峰值噪聲。同時將這些噪

39、聲完整的反饋到VGA增益控制輸入端，這個有效值電壓在外部測量點可用簡單的濾波器濾除有效值電壓包含的大量噪聲。圖50所示電路中還加入了溫度傳感器來補償溫度漂移和截止。因為溫度漂移隨頻率變化，所以不同頻率時溫度補償要改變R1和R2。補償技術見應用筆記AN-653：利用高動態范圍有效值RF功率檢測器提高電路溫度，穩定性和線性。工作在控制模式AD8362的VOUT管腳提供了控制器模式。利用VSET設置點電壓，AD8362可以用于控制子系統輸出功率隨增益控制信號的減小而單調遞增。，如功放（PA）可變增益放大器（VGA）可調電壓衰減器（VVA）。工作在控制模式，VOUT和VSET的連線斷開。設置點電壓由V

40、SET的輸入提供，VOUT連接可變增益放大器VGA的增益控制終端。AD8362RF輸入端連接VGA的輸出端（一般使用直接耦合或工分器和一些額外的衰減）。基于工作在測量模式時VOUT和RF輸入信號定義的關系，AD8362要調整VOUT（VOUT現在作為誤差放大器輸出端）電壓，直到RF輸入端電平與VSET相適應。例如，在閉環系統中，如果VSET是3v，VOUT要增大或減小直到輸入信號等于0dBm。這個關系符合測量模式時的轉換功能（見圖10，11，12）因此，當AD8362工作在控制模式，VSET與VOUT沒有確定的關系。VOUT為了平衡INHI/INLO的輸入信號電平和VSET。為了使這個輸出功率控制環路穩定，要用大電容連接CLPF和地。這個電容整合掉環路不平衡時的內部誤差電流。為了適應VGA的更高的信號，增大VSET后也要相應的增大VOUT。因此VGA和VVA要具有反向功能。換句話說，增加增益控制電壓來減小增益。如果