1、第三章第三章 調制技術調制技術 移動通信模型中信號的處理流程移動通信模型中信號的處理流程 信道編碼、交織信道編碼、交織 信源采樣和編碼信源采樣和編碼 擴頻、加擾擴頻、加擾 調制和信道速率適配調制和信道速率適配 1 2 3 4 信號放大和發射信號放大和發射 5 發送端：發送端： 移動通信模型中信號的處理流程移動通信模型中信號的處理流程 解調解調 信號信號接收接收 解擴、解擾解擴、解擾 信道解碼和去交織信道解碼和去交織 1 2 3 4 信源解碼信源解碼 5 接收端：接收端： 本章主要內容本章主要內容 調制技術及信源編碼概述調制技術及信源編碼概述 最小移頻鍵控最小移頻鍵控MSK 高斯最小移頻鍵控高斯

2、最小移頻鍵控GMSK QPSK調制調制 高階調制高階調制 正交頻分復用正交頻分復用OFDM 3.1 調制技術概述調制技術概述 調制調制調制是一種將有用信號注入載波，以此信號來攜帶有用調制是一種將有用信號注入載波，以此信號來攜帶有用 信息的技術，其目的就是使攜帶信息的信號與信道特性相匹配以信息的技術，其目的就是使攜帶信息的信號與信道特性相匹配以 及有效的利用信道（及有效的利用信道（把基帶信號（信源）轉變為一個相對基帶頻把基帶信號（信源）轉變為一個相對基帶頻 率而言頻率非常高的帶通信號率而言頻率非常高的帶通信號(頻譜搬移頻譜搬移)。帶通信號叫做。帶通信號叫做已調信已調信 號號，而基帶信號叫做，而基

3、帶信號叫做調制信號調制信號。調制可以通過使高頻載波隨信號。調制可以通過使高頻載波隨信號 幅度的變化而改變載波的幅度、相位或者頻率來實現）幅度的變化而改變載波的幅度、相位或者頻率來實現） 多徑衰落、多普勒頻率擴展；日益增加的用戶數目，無線信道頻多徑衰落、多普勒頻率擴展；日益增加的用戶數目，無線信道頻 譜的擁擠這些因素對調制方式的選擇都有重大的譜的擁擠這些因素對調制方式的選擇都有重大的影響，主要表現影響，主要表現 在以下幾個方面在以下幾個方面 1.頻帶利用率頻帶利用率（b Rb/B,其中其中Rb為比特速率，為比特速率，B 為無線信號的帶寬，為無線信號的帶寬，bit/sHz） 2.功率效率功率效率（

4、保持信息精確度的情況保持信息精確度的情況下所需的最小下所需的最小 信號功率，或者說信號功率，或者說最小信噪比最小信噪比） 3.已調信號恒包絡已調信號恒包絡 4.易于解調易于解調 5.帶外輻射帶外輻射（要求已調信號的功率譜的副瓣要小，（要求已調信號的功率譜的副瓣要小， 使超出帶寬外的信號功率降低到規定以下使超出帶寬外的信號功率降低到規定以下 一般要一般要 求達到求達到-60到到-70dB 在移動通信系統中，采用何種調制方式，要綜合考在移動通信系統中，采用何種調制方式，要綜合考 慮上述各種因素。慮上述各種因素。 線性調制方案頻譜利用率高，具有線性調制方案頻譜利用率高，具有很好的頻譜有效很好的頻譜有

5、效 性性。它必須使用線性。它必須使用線性RF放大器發射。而放大器發射。而功率有效功率有效 性較差性較差。如使用功率有效性高的非線性放大器會導。如使用功率有效性高的非線性放大器會導 致已濾除的邊瓣再生，造成嚴重的鄰道干擾，使線致已濾除的邊瓣再生，造成嚴重的鄰道干擾，使線 性調制得到的頻譜效率全部丟失。性調制得到的頻譜效率全部丟失。 目前使用比較普通的線性調制技術有正交相移鍵控目前使用比較普通的線性調制技術有正交相移鍵控 (QPSK:Quadrature Phase Shift Keying的的 ), 偏移四偏移四 相相移鍵控相相移鍵控(OQPSK:Offset QPSK)和和 /4 -QPSK

6、1 . 線性調制線性調制 恒定包絡調制方式主要有2FSK、CPFSK、 MSK（最小移頻鍵控）、TFM（平滑調 頻）、GMSK（高斯最小移頻鍵控）等。 其主要特點是這種已調信號具有包絡幅度不 變（頻率隨調制信號的變化而變化）的特性， 其發射功率放大器可以在非線性狀態而不引 起嚴重的頻譜擴散。 2 . 恒包絡調制恒包絡調制 信源編碼概述信源編碼概述 信源編碼信源編碼的目的是壓縮數據率，去除信號中的目的是壓縮數據率，去除信號中 的冗余度，其評價標準是在一定失真條件下的冗余度，其評價標準是在一定失真條件下 要求數據速率越低越好。要求數據速率越低越好。 信源編碼信源編碼要完成兩大任務：要完成兩大任務：

7、 將信源輸出的模擬信號轉換成數字信號將信源輸出的模擬信號轉換成數字信號 實現數據壓縮實現數據壓縮 移動通信中的話音信源編碼移動通信中的話音信源編碼 蜂窩移動通信系統由于頻率資源受限，一 般數字話音編碼技術如PCM、ADPCM （自適應差分脈沖編碼調制）、 M（增 量調制）等，因為編碼速率高而未被采用。 蜂窩移動通信均采用13kbit/s以下低速率語 音編碼 話音信源編碼技術話音信源編碼技術通常分為三類通常分為三類 波形編碼（如波形編碼（如PCM） 參數編碼參數編碼 混合編碼混合編碼 波形編碼的目的在于盡可能精確地再現原 來的語音波形。 如A/D轉換，直接將時域波形變換成數字系列， 接收恢復的信

8、號質量好 參數編碼是將語音信息用特定的聲源模型 表示。 傳遞的是話音信號波形的參數，而不是波形本 身，壓縮效果好，但質量較差 混合編碼把波形編碼的高質量和參數編碼 的高效壓縮性融為一體，尤其在16bit/s 8kbit/s范圍內達到了良好的語音質量。 當前世界上流行的語音質量評估方法是 采用原CCITT提議的從1分到5分的主觀 評定的方法。 這就是“平均評價得分”（Mean Opinion Score），簡稱MOS。 主觀評定等級見下表 語音質量評估 質量等級分數收聽注意力等級 優5可完全放松，不需要注意力 良4需要注意，但不需要明顯的注意力 滿意（正常） 3中等程度注意力 差2需要集中注意力

9、 劣1即使努力去聽，也很難聽懂 話音編碼舉例：話音編碼舉例：GSM的話音編碼主要由的話音編碼主要由規則脈沖激勵長期規則脈沖激勵長期 預測編碼預測編碼(RPE-LTP編譯碼器編譯碼器)組成，編碼后的速率：組成，編碼后的速率： 13kbit/s；IS-95：變速率碼激勵線性預測編碼（：變速率碼激勵線性預測編碼（CELP）；）； GPRS/WCDMA：自適應多速率編碼（：自適應多速率編碼（AMR）；）； 3G系統的視頻信源編碼H.264 H.264是是ITU-T視頻編碼專家組視頻編碼專家組 (VCEG)和和ISO/IEC活動圖活動圖 像編碼專家組像編碼專家組(MPEG)的聯合視頻組的聯合視頻組(JV

10、T)開發的一個新的數開發的一個新的數 字視頻編碼標準，它既是字視頻編碼標準，它既是ITU-T的的H.264，又是，又是ISO/IEC的的 MPEG-4的第的第10部分。部分。2002年年6月月JVT第第5次會議通過了次會議通過了 H.264的的FCD板。板。H.264的壓縮率比的壓縮率比MPEG-2高高23 倍，倍， 1Mb/s速率的圖像效果接近速率的圖像效果接近MPEG-2中中DVD的圖像質量，是的圖像質量，是 目前手機電視中最為理想的信源壓縮編碼標準。目前手機電視中最為理想的信源壓縮編碼標準。 3.2 最小移頻鍵控MSK 3.2.1 相位連續的相位連續的FSK 3.2.2 MSK信號的相位

11、路徑、頻率及功率譜信號的相位路徑、頻率及功率譜 3.2.1 3.2.1 相位連續的相位連續的FSKFSK 11 22 1:( )cos() (1) 1:( )cos() kFSK bb kFSK astt kTtkT astt 式式 中中 2FSK信號信號 設要發送的數據為設要發送的數據為ak=1,1,碼元長度為碼元長度為Tb。在一個碼元。在一個碼元 時間內，它們分別用兩個不同頻率時間內，它們分別用兩個不同頻率f1, , f2的正弦信號表的正弦信號表 示，例如示，例如: : 1122 2,2ff , ,定義載波角頻率定義載波角頻率( (虛載波虛載波) ) 為為： 12 2()/2 cc f 1

12、, 2對對c 的角頻偏為的角頻偏為： 12 2|/2 dd f 定義定義調制指數調制指數h: : 12 |22/ bdbdb hffTfTfR 根據根據ak , ,h , ,Tb可以重寫一個碼元內可以重寫一個碼元內 2FSK信號表達式信號表達式: : ( )cos()cos cos( ) FSKckdkckk b ck h sttattat T tt 式中式中 ( )(1) kkkbb b h takTtkT T 稱作附加相位。稱作附加相位。 相位連續的相位連續的2FSK 所謂相位連續是指不僅在一個碼元持續期間相位連續，所謂相位連續是指不僅在一個碼元持續期間相位連續， 而且在從碼元而且在從碼元

13、ak- -1到到ak轉換的時刻轉換的時刻kTb，兩個碼元的相，兩個碼元的相 位也相等位也相等，即，即 1 ()() kbkb kTkT 11kbkkbk bb hh akTakT TT 即即 這樣就要求滿足關系式這樣就要求滿足關系式: : 11kkkk aah k 即要求當前碼元的初相位由前一碼元的初相位、當前碼元即要求當前碼元的初相位由前一碼元的初相位、當前碼元 ak和前一碼元和前一碼元ak-1來決定。來決定。 這關系就是這關系就是相位約束條件相位約束條件。這這 兩種相位特性不同的兩種相位特性不同的FSK信號波形如圖信號波形如圖3.3所示。所示。 由圖由圖3.3 3可以看出，相位不連續的可以

14、看出，相位不連續的2FSK信號在碼元交替信號在碼元交替 時刻，波形是不連續的，而時刻，波形是不連續的，而CPFSK信號是連續的，這信號是連續的，這 使得它們的使得它們的功率譜特性很不同功率譜特性很不同。圖。圖3.4分別是它們的功分別是它們的功 率譜特性例子。率譜特性例子。 可以發現，在相同的調制指數可以發現，在相同的調制指數h情況下，情況下，CPFSK的的 帶寬要比一般的帶寬要比一般的2FSK帶寬要窄。這意味著前者的帶寬要窄。這意味著前者的 頻帶效率要高于后者。頻帶效率要高于后者。 隨著調制指數隨著調制指數h的增加，信號的帶寬也在增加。的增加，信號的帶寬也在增加。從從 頻帶效率考慮，調制指數頻

15、帶效率考慮，調制指數h不宜太大。不宜太大。但過小又因但過小又因 兩個信號頻率過于接近而不利于信號的檢測。兩個信號頻率過于接近而不利于信號的檢測。所以所以 應當從它們的相關系數以及信號的帶寬綜合考慮。應當從它們的相關系數以及信號的帶寬綜合考慮。 最小移頻鍵控MSK 2FSK信號的歸一化互相關系數可以求得如下（為方便討論， 令它們的初相為零）： 12 0 sin 2sin 2 2 coscos (2)(2) b T c bd b bc bd b TT ttdt TTT 通?？偸莄Tb =2fc/fb 1,或cTb=n，因此略去第一項，得 到 12 12 sin2sin2 ()sin2 22 ()2

16、 d bb d bb TffTh TffTh h關系曲線如圖3.5。 從圖中可以看出，當調制指數從圖中可以看出，當調制指數h=0.5，1，1.5，.時，時， =0, 即兩個信號是正交的即兩個信號是正交的(信號的正交有利于信號的檢測，信號的正交有利于信號的檢測， 故故h的取值應滿足的取值應滿足=0)。 又又h越小，頻帶利用率越高，故取越小，頻帶利用率越高，故取h=0.5 h=0.5的的CPFSK就稱作最小移頻鍵控就稱作最小移頻鍵控MSK。它是在兩。它是在兩 個信號正交的條件下，對給定的個信號正交的條件下，對給定的Rb有最小的頻差。有最小的頻差。 3.2.2 MSK信號的相位路徑、頻率及功率譜信號

17、的相位路徑、頻率及功率譜 1. 1. 相位路徑相位路徑 由于由于h=1/2（代入（代入 ），），MSK的的 相位約束條件就是相位約束條件就是 11 2 kkkk aak 由于由于|ak-ak-1|總為偶數，所以總為偶數，所以初始相位為零初始相位為零時，其后各碼元時，其后各碼元 的初相位為的初相位為的整數倍。的整數倍。相位路徑的例子如圖相位路徑的例子如圖3.6所示，其所示，其 中初始相位為零。圖中可以看到中初始相位為零。圖中可以看到的取值為的取值為0，-、-、-、 3、.（k=0,1,2.）。 11kkkk aah k 2. MSK的頻率關系的頻率關系 在在MSK信號中信號中，碼元速率碼元速率R

18、b=1/ Tb、峰值頻偏、峰值頻偏fd和兩個頻和兩個頻 率率f1、f2存在一定的關系存在一定的關系。 21 21 22 () 22 () c bc bb d bd bb Tf Tff Tm Tf Tff Tn 當給定碼元速率當給定碼元速率Rb時可以確定各個頻率如下：時可以確定各個頻率如下： 2 1 /4 (1)/4 (1)/4 cb b b fm R fmR fmR 即載波頻率應當是即載波頻率應當是Rb/4的整數倍的整數倍。 3. MSK的功率譜的功率譜 MSK的功率譜為的功率譜為 2 2 22 cos216 14 cb b MSK cb ffTA T Wf ffT 式中式中A為信號的幅度。為

19、信號的幅度。功率譜特性如圖功率譜特性如圖3.7所示。為便于所示。為便于 比較，圖中也給出一般比較，圖中也給出一般2FSK信號的功率譜特性。信號的功率譜特性。 由圖可見，由圖可見，MSK 信號比一般信號比一般2FSK信號有更高的帶寬效率。但信號有更高的帶寬效率。但 旁瓣的輻射功率仍然很大旁瓣的輻射功率仍然很大。90%的功率帶寬為的功率帶寬為20.75Rb，99% 的功率帶寬為的功率帶寬為21.2Rb ，移動通信不可能提供這樣寬的帶寬，移動通信不可能提供這樣寬的帶寬， 且還有且還有1%的邊帶功率輻射到鄰近信道，造成的邊帶功率輻射到鄰近信道，造成鄰道干擾鄰道干擾。 故故MSK的頻譜仍然不能滿足要求。

20、旁瓣大是因為數字基帶信的頻譜仍然不能滿足要求。旁瓣大是因為數字基帶信 號含有豐富的高頻分量，號含有豐富的高頻分量，可先用低通濾波器濾去高頻分量，再可先用低通濾波器濾去高頻分量，再 進行進行MSK調制調制，即可減少已調信號的帶外輻射，即可減少已調信號的帶外輻射 -0.750.75 3.3高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控GMSK 3.3.1 高斯濾波器的傳輸特性高斯濾波器的傳輸特性 3.3.2 GMSK信號的波形和相位路徑信號的波形和相位路徑 3.3.3 GMSK信號的調制與解調信號的調制與解調 3.3.4 GMSK功率譜功率譜 3.3.1 高斯濾波器的傳輸特性高斯濾波器的傳輸特性 GMSK就是基

21、帶信號經過高斯低通濾波器的就是基帶信號經過高斯低通濾波器的MSK，如圖，如圖 3.8。 頻率特性H(f)和沖激響應h(t) 高斯濾波器具有指數形式的響應特性，其中幅度特性為 22 (/) ( ) fa H fe 沖激響應為 2at h tae 其中其中a a為常數，取值不同將影響濾波器的特性。令為常數，取值不同將影響濾波器的特性。令Bb 為為 H ( ( f ) ) 的的 3 d B 帶 寬帶 寬 ， 因 為 H ( 0 ) = 1 ， 則 有 H(f)| f=Bb =H(Bb)=0.707,可以求得a: 2/ln21.69861.7 bbb aBBB 令=t/ Tb ，并把a=1.7 Bb代

22、入（3.15）并設Tb =1,則 有 設要傳輸的碼元長度為設要傳輸的碼元長度為Tb, ,速率為速率為 Rb=1/Tb，以以Rb為參考，為參考， 對對f歸一化歸一化: : x= f/ Rb = fTb ，則歸一化，則歸一化3dB帶寬為：帶寬為： / bbbb b xBRB T 這樣，用歸一化頻率表示的頻率特性就為H(x)： 22 /1.7/1.7 bb fBxx H xee 2 (5.3) ( )3.01 b x b hx e 給定xb ,就可以計算出H(x)、h()并畫出它們的特性曲線 如圖3.9。 方波脈沖通過高斯濾波器 設有如圖3.10所示的方波f(t)： 1/2 ( ) 0/2 b b

23、tT f t tT 經過高斯濾波器后，輸出為 2 () ( )( ) ()() Q2(/2)Q2(/2) tt a bb g thf tdaef td atTatT 式中 2 /2 1 Q( ) 2 y z zedy 截取其中有意義的區間作為實際響應波形的長度，并在時 間上作適當的延遲，就可以使它成為與g(t)有足夠的近似和 可以實現的波形。通常截取的范圍是以t=0為中心的 (N+1/2)Tb ，即長度為(2N+1)Tb，并延遲(N+1/2)Tb。 3.3.2 GMSK信號的波形和相位路徑 設要發送的二進制數據序列bk( bk =1)所用線路碼為 NRZ碼，碼元起止時刻為Tb的整數倍,此基帶信

24、號經過 高斯濾波器后輸出為 ( )(/2) kbb k q tb g tkTT 信號對調頻器調頻，輸出為 ( )cos 22( )cos 2( ) t cfmc s tf tkqdf tt 附加相位為 ( )( )( )( ) ()( ) b b kT tt fff kT b tkqdkqdkqd kTt 在一個碼元結束時，相位的增量取決于在該碼元期間q(t) 曲線下的面積Ak： (1)(1) /2 ( )() bb bb kTkT kN kffbbfk n k N kTkT kq t dtkg tkTTdt k A 例如圖3.12，xb =0.3,截取g(t)的長度為3Tb(N=1)的情況。

25、 在bk期間內，q(t)曲線只由bk及其前后一個碼元bk-1、bk+1所 確定。當這三個碼元同符號時，Ak有最大值Amax，設計 調頻器的參數kfm 使 maxmax /2 f k A 。這樣調頻器 輸出就是一個GMSK信號。 經過預濾波后的基帶信號q(t),相位函數(t)和GMSK信號 的例子如圖3.14。 3.3.3 GMSK信號的調制與解調 因為 ( )cos( )cos( ) t GMSKcfc sttkqdtt cos ( )cossin ( )sin cc tttt 因此常常采用正交調制方法。在實際的應用中可以事先 制作cos ( ) tsin ( ) t和兩張表，根據輸入數據通過

26、查表讀 出相應的數值，得到相應得 cos ( ) t和sin ( ) t波形。GMSK 正交調制方框圖如圖3.15所示。 1.調制： 2.解調 GMSK可以用相干方法解調,也可以用非相干方法解調。 這里介紹一比特延遲差分解調方法（非相干解調）,其 原理如圖3.17。 設接收到的信號為 ( )( )( )cos( ) GMSKc s tstA ttt 則W(t)為 ( )( )cos()()/2 cbb W tA ttTtT 和s(t)相乘得x(t) ( )( )( ) 1 ( ) ()sin( )()sin 2( )() 2 bbc bcc bb x ts t W t A t A tTttTT

27、tTttT 經過低通濾波同時考慮到 2 c b Tn，得到y(t) 1 ( )( ) ()sin( )() 2 1 ( ) ()sin( ) 2 bbc b b y tA t A tTttTT A t A tTt 式中 ( )( )() b tttT 是一個碼元的相位增量。在t=(k+1)Tb時刻對y(t)抽樣得到 y(k+1)Tb)，它的符號取決于 (1) b kT的符號,判決準 則為 (1)0 b y kT(1) b kT即0判決解調的數據為 kb =+1 (1) b kT即0判決解調的數據為 kb (1)0 b y kT=-1 解調過程的各波形如圖3.18所示，其中設A(t)為常數。 3

28、.3.4 GMSK功率譜功率譜 對GMSK信號功率譜的分析是比較復雜的，圖3.19是 計算機仿真得到xb =0.5、1和xb =（MSK）的功率譜。 從圖中可見，從圖中可見，隨著隨著xb（即低通濾波器的通帶越窄）的減?。吹屯V波器的通帶越窄）的減小 信號所需頻譜變窄，信號所需頻譜變窄， 對鄰道的干擾也會減小，但對鄰道的干擾也會減小，但xb過小會使過小會使 碼間干擾（碼間干擾（ISI）增加）增加 GMSK 最吸引人的地方是具有恒包絡特性，最吸引人的地方是具有恒包絡特性，功率效率高功率效率高， 可用非線性功率放大器和非相干檢測?？捎梅蔷€性功率放大器和非相干檢測。GMSK 的缺點是頻譜的缺點是頻譜

29、 效率還不夠高效率還不夠高。在北美，頻率資源緊缺，系統采用具有更高在北美，頻率資源緊缺，系統采用具有更高 頻譜效率的調制方式，這就是頻譜效率的調制方式，這就是/4-QPSK。 GMSK調制技術應用舉例：調制技術應用舉例：GSM900系統及系統及DCS1800系統系統 3.4 QPSK調制調制 3.4.1 二相調制BPSK (Binary Phase Shift Keying) 3.4.2 四相調制QPSK 3.4.3 偏移QPSKOQPSK（Offset QPSK） 3.4.4 /4-QPSK 3.4.5 高階調制 3.4.1 二相調制二相調制BPSK 1.1.二相調制信號二相調制信號SBPS

30、K(t) 在二進制相位調制中，二進制的數據在二進制相位調制中，二進制的數據bk=1可以用相位可以用相位 不同取值表示，例如不同取值表示，例如 ( )cos(1) BPSKckbb sttkTtkT 其中其中 01 1 k k k b b 由由 于于 cos()cos cc tt ，所以，所以BPSK信號一般也可以表示為信號一般也可以表示為 ( )( )cos BPSKc stb tt 設二進制的基帶信號設二進制的基帶信號b(t)的波形為雙極性的波形為雙極性NRZ碼碼, ,BPSK信信 號的波形如圖號的波形如圖3.21所示。所示。 “1”碼時初相為零，碼時初相為零，“-1”碼時初相為碼時初相為

31、BPSK信號的功率譜信號的功率譜 BPSK 信號是一種線性調制，當基帶波形為信號是一種線性調制，當基帶波形為NRZ碼時，碼時， 其功率譜如圖其功率譜如圖3.22所示。所示。 由圖知，由圖知，90%的功率帶寬的功率帶寬B=2Rs=2Rb， 頻帶效率只有頻帶效率只有0.5，且，且 信號的頻帶帶寬過寬。為減小信號帶寬，可考慮用信號的頻帶帶寬過寬。為減小信號帶寬，可考慮用M進制代進制代 替二進制替二進制 3.4.2 四相調制QPSK QPSK信號（即M=4的PSK，也稱正交相移鍵控： QPSK Quadrature Phase Shift Keying ） 在QPSK調制中，在要發送 的比特序列中,每

32、兩個相連 的比特分為一組構成一個4 進制的碼元，即雙比特碼雙比特碼 元元。雙比特碼元的4種狀態 用載波的四個不同相位用載波的四個不同相位 ( (k=1,2,3,4) )表示。這種對應表示。這種對應 關系叫做相位邏輯。關系叫做相位邏輯。例如 QPSK信號可以表示為： ( )cos1,2,3,4(1) QPSKckss stAtkkTtkT 其中A為信號的幅度， c 為載波頻率。 QPSK信號產生信號產生 QPSK信號可以用正交調制方式產生。信號可以用正交調制方式產生。 把串行輸入的把串行輸入的（ak，bk）分開進入兩個并聯的支路分開進入兩個并聯的支路I支路支路 （同相支路）和（同相支路）和Q支路

33、（正交支路），分別對一對支路（正交支路），分別對一對正交載波正交載波 進行調制，然后相加便得到進行調制，然后相加便得到QPSK信號，此信號，此信號為一恒包絡信號為一恒包絡 信號信號 QPSK信號的功率譜和帶寬信號的功率譜和帶寬 正交調制產生正交調制產生QPSK信號實際上是把兩個信號實際上是把兩個BPSK信號相加，信號相加， 由于碼元速率為原比特速率的一半，即由于碼元速率為原比特速率的一半，即Rs=Rb/2。它們有相。它們有相 同的功率譜同的功率譜 ，帶寬，帶寬B=2Rs=Rb，頻帶效率頻帶效率B/Rb則提高為則提高為1 （BPSK為為0.5） 若基帶信號波形為方波，已調信號功率譜的副瓣仍然很若

34、基帶信號波形為方波，已調信號功率譜的副瓣仍然很 大大 ，在兩個支路加入，在兩個支路加入升余弦特性低通濾波器升余弦特性低通濾波器，濾除信號中，濾除信號中 的高頻成分，以減小已調信號的副瓣。的高頻成分，以減小已調信號的副瓣。 加入加入LPF后，帶寬變為后，帶寬變為B=Rb(1+) /2 ，帶寬效率，帶寬效率2/3。 QPSK信號的包絡特性和相位跳變信號的包絡特性和相位跳變 當基帶信號為方波脈沖（當基帶信號為方波脈沖（NRZ）時，）時，QPSK信號具有恒包絡信號具有恒包絡 特性。加入低通濾波器形成的基帶信號是連續的波形，但特性。加入低通濾波器形成的基帶信號是連續的波形，但 QPSK信號的包絡也不再恒

35、定。信號的包絡也不再恒定。 QPSK是一種相位不連續的信號是一種相位不連續的信號,在碼元轉換的時刻，信號的在碼元轉換的時刻，信號的 相位發生跳變。通過星座圖可以看出跳變的幅度為相位發生跳變。通過星座圖可以看出跳變的幅度為1800 和和 900 。 QPSK包絡起伏幅度與其相位跳變幅度有關包絡起伏幅度與其相位跳變幅度有關 3.4.3 偏移QPSKOQPSK 把把QPSK兩個正交支路的碼元時間上錯開兩個正交支路的碼元時間上錯開Ts/2=Tb,這樣這樣每每 經過經過Tb時間，只有一個支路的符號發生變化，因此相位的時間，只有一個支路的符號發生變化，因此相位的 跳變就被限制在跳變就被限制在900，減小了

36、信號包絡的波動幅度。，減小了信號包絡的波動幅度。功功 率譜和帶寬效率保持不變。率譜和帶寬效率保持不變。 OQPSK包絡起伏幅度比包絡起伏幅度比QPSK要小，且不經過零點要小，且不經過零點 /4-QPSK3.4.4 /4-QPSK兼顧頻帶效率、包絡波動幅度小和能采用差分兼顧頻帶效率、包絡波動幅度小和能采用差分 檢測（相位跳變大有利于差分檢測，由于移動環境復雜，檢測（相位跳變大有利于差分檢測，由于移動環境復雜， 常希望采用差分檢測）。它的常希望采用差分檢測）。它的相位跳變最大幅度大于相位跳變最大幅度大于 OQPSK K而小而小QPSK，只有，只有450和和1350，因此信號包絡波，因此信號包絡波

37、動幅度大于動幅度大于OQPSK而小于而小于QPSK，因而此種調制方式兼顧，因而此種調制方式兼顧 了相位跳變和包絡波動幅度了相位跳變和包絡波動幅度。 采用差分編碼的采用差分編碼的/4-QPSK就稱作就稱作/4-DQPSK。 3.5 高階調制及高階調制及Why？ M進制的數字調制進制的數字調制：MASK、MFSK、MPSK及及MQAM 定義定義M=8時為高階調制時為高階調制 高階調制優勢高階調制優勢：帶寬利用率高；劣勢：誤碼性能差：帶寬利用率高；劣勢：誤碼性能差 由于頻譜資源有限，隨著移動通信系統傳輸速率的日益提高，由于頻譜資源有限，隨著移動通信系統傳輸速率的日益提高， 必須采用高階調制，以提高帶

38、寬利用率，同時采用強有力的必須采用高階調制，以提高帶寬利用率，同時采用強有力的 差錯控制、提升功率等技術來彌補誤碼性能的缺陷差錯控制、提升功率等技術來彌補誤碼性能的缺陷 8PSK調制及各階調制及各階QAM（16、32、64、128、256）調制）調制 QAM調制 ASKASK、FSKFSK和和PSKPSK都有一個共同的特點都有一個共同的特點它們都它們都 只調制載波的一個變量，也就是只用載波的幅度、只調制載波的一個變量，也就是只用載波的幅度、 頻率、相位中的一個變量來攜帶比特信息。頻率、相位中的一個變量來攜帶比特信息。 變量少有它的好處，那就是變化的元素不多，從變量少有它的好處，那就是變化的元素

39、不多，從 而識別的難度不大，出現錯誤的概率也就低；變而識別的難度不大，出現錯誤的概率也就低；變 量少也有它的壞處，那就是承載的信息量不夠多。量少也有它的壞處，那就是承載的信息量不夠多。 QAMQAM既調幅又調相既調幅又調相 QAM的調制波形的調制波形 其中其中 決定了已調決定了已調QAM信號在信號星座圖信號在信號星座圖 （矢量圖）中的星座點（矢量點）的位置（矢量圖）中的星座點（矢量點）的位置 ， 是是 發送信號脈沖波形發送信號脈沖波形 2 ( )Re()( ) ( ) cos()( ) sin() ( ) cos(2) c jf t M QAMmcms mccmsc mcm StAjAg t

40、e Ag ttAg tt V g tf t msmc AA, )(tg arctan() ms m mc A A 每一組載波被一組離散的振幅Amc，Ams調制，故稱正交振幅調制 QAM調制 2到L電 平變換 2到L電 平變換 LPF LPF QAM解調 QAM的星座圖含義 星座圖就是信號矢量端點的分布圖星座圖就是信號矢量端點的分布圖。通?？梢杂眯?座圖來描述QAM信號的信號空間分布狀態。 x y 10 BPSK星座圖 x y 11 01 00 10 1101 1100 1110 1111 1001 1000 1010 1011 0001 0000 0010 0011 0101 0100 011

41、0 0111 QPSK星座圖16QAM星座圖 圖2 三種調制方式的星座圖 y x 16QAM的橫坐標依次是（3A 、 A 、 -A、 -3A ），縱坐標 是（3A 、 A 、 -A、 -3A ） QAM星座圖的參數（1） 最小歐幾里德距離 最小歐幾里德距離是MQAM信號星座圖 上星座點間的最小距離，該參數反映了 MQAM信號抗高斯白噪聲能力，可以通過優可以通過優 化星座圖分布來得到最大值，從而抗干擾能化星座圖分布來得到最大值，從而抗干擾能 力較強。力較強。 QAM星座圖的參數（2） 最小相位偏移 最小相位偏移是MQAM信號星座點相位 的最小偏移，該參數反映了MQAM信號抗相抗相 位抖動能力和對

42、時鐘恢復精確度的敏感性，位抖動能力和對時鐘恢復精確度的敏感性， 同樣可以優化星座點的分布來獲得最大值， 從而獲得更好的傳輸性能。 16QAM的兩種星座圖比較（1） 圓形16QAM 矩形16QAM 16QAM的兩種星座圖比較（2） 從功率來看： 假設信號點之間的最小距離為2A，且所有信號點等 概率出現，則平均發射信號功率為： 矩形的16QAM信號平均功率10A2 圓形的16QAM信號平均功率14.03A2 兩者功率相差1.4dB。即在相同的平均功率的情況在相同的平均功率的情況 下，下，矩形矩形的最小歐幾里德距離較圓形的大，因此的最小歐幾里德距離較圓形的大，因此抗抗 干擾的能力較強。干擾的能力較強

43、。 16QAM的兩種星座圖比較（3） 從星座圖的結構來說： 圓形的16QAM有2個振幅值，矩形的有3個振幅值 圓形的16QAM有8個相位值，矩形的有12個相位值， 圓形的最小相位偏移為45度，而矩形的最小偏移為 18度。 因此，圓形圓形的最小相位偏移比矩形的大，相應的其的最小相位偏移比矩形的大，相應的其 抗相位抖動的能力較強?？瓜辔欢秳拥哪芰^強。 由于矩形星座實現和解調簡單，因此獲得了廣泛的應由于矩形星座實現和解調簡單，因此獲得了廣泛的應 用用 星座圖的設計（11） Gray編碼（格雷碼） Gray碼是一種可靠性的編碼，它將錯誤降低 到最小，原因在于Gray碼的兩個碼組之間只 有一個bit不

44、同。 在星座圖上，表現為相鄰的星座點表示的m 比特的碼元采用Gray編碼，可以有效的提高 誤碼性能，降低誤碼率。 星座圖的設計（12） Gray編碼設計 x y 10 BPSK星座圖 x y 11 01 00 10 1101 1100 1110 1111 1001 1000 1010 1011 0001 0000 0010 0011 0101 0100 0110 0111 QPSK星座圖16QAM星座圖 圖2 三種調制方式的星座圖 y x 星座圖的設計（21） 相位模糊 對于四相調制信號，其載波相位有4個，在解調時 本地恢復的相干載波的相位必須跟蹤4個相位中的 一個，每次跟蹤的載波相位是隨機的

45、，這樣在接收 端就會造成相位模糊的現象。 差分編碼可克服相位模糊，如64QAM，用2bit進行 差分編碼，后4bit在星座圖上采用90度旋轉不變的 點數分布。 星座圖的設計（23） 差分編碼設計 多進制QAM的星座圖 QAM頻帶利用率 MQAM功率譜主瓣寬度為B=2Rs, Rs=Rb/K (M=2k) Rb/B=Rb/2Rs=k*Rb/2Rb=k/2=log2M/2 bit/s/Hz （由此式可知，QAM的頻帶利用率與PSK的相 同） 如64QAM，Rb/B=3bit/s/Hz 16QAM受干擾后的星座圖 16QAM與64QAM的誤碼性能比較（1） 由于QAM的頻帶利用率的提高是以犧牲一的頻帶

46、利用率的提高是以犧牲一 定誤碼率為代價定誤碼率為代價的，因此選擇多進制的 QAM調制，需要先預測信道質量，電平數 不一定越高越好。 這里給出16QAM，64QAM的仿真圖形，可 以看出，在相同信噪比的情況下，64QAM 的誤碼性能比16QAM差，誤碼率高。 16QAM與64QAM的誤碼性能比較（2） 紅色曲線16QAM 藍色曲線64QAM MPSK的帶寬和功率有效性的帶寬和功率有效性 (在理想的帶通信道情況下在理想的帶通信道情況下) M 248163264 B=Rb/B （最大情況 下） 0.511.522.53 Eb/N0 （BER=10-6） 10.510.51418.523.428.5

47、QAM的的 帶寬和帶寬和 功率有功率有 效性效性(在在 理想的帶理想的帶 通信道情通信道情 況下況下) M 4166425610244096 B123456 Eb/N0 （BER=10-6） 10.51518.5242833.5 相關相關MFSK的帶寬和功率有效性的帶寬和功率有效性 M 248163234 B=Rb/B0.40.570.550.420.290.18 Eb/N0 （BER=10-6） 13.510.809.308.207.506.90 思考：通過思考：通過3張表的數據，比較張表的數據，比較MFSK、 MPSK和和MQAM調制技術的性能調制技術的性能 系統把整個可用信道頻帶系統把整個可用信道頻帶B劃分為劃分為N個帶寬為個帶寬為f 的子信道。的子信道。 把把N個串行碼元變換為個串行碼元變換為N個并行的碼元（符號長度個并行的碼元（符號長度T