第八講屏蔽的平面波模型及孔隙的電磁泄漏龔建強西安電子科技大學2012年4月1號8.1 屏蔽的平面波模型導體平板的屏蔽效能單層屏蔽體的有效傳輸系數有耗媒質的電磁屏蔽機理:電磁場理論指出,入射到有耗媒質平面分界面上的電磁波,部分被反射,其余部分透過界面在有耗媒質中衰減傳輸,出射后的電磁波強度較入射電磁波強度減小。

圖1屏蔽的平面波模型導體平板的屏蔽效能不計分界面對電磁波的多次反射有單層屏蔽體的有效傳輸系數為式中計入分界面對電磁波的多次反射時,設E2i(0)為區域2中界面x＝0處沿＋x方向(從左向右)傳播的第i次反射波,那么因此,區域2中從x＝0處向右傳播的所有波的和為屏蔽的平面波模型(8-1)導體平板的屏蔽效能式中因為所以Etotal沿＋x方向傳播距離L后形成 ,它透過區域2和區域3的分界面,在區域3中x＝L處形成E3(L),所以于是,單層屏蔽體的有效傳輸系數為(8-2)是TEM波透過厚L的任何媒質時,其電場分量的有效傳輸系數(傳輸函數)表示式。(8-2)屏蔽的平面波模型導體平板的屏蔽效能比較式(8-1)與式(8-2)可見，分界面的多次反射效應體現于因子。

為分析方便，以和 分別表示分界面處電場和磁場的透射系數與反射系數，以TE、TH表示屏蔽體的電場和磁場的有效傳輸系數，同時令則式(8-2)化簡后的表示式如下:同理，可得磁場分量的有效傳輸系數表示式:(8-3)屏蔽的平面波模型(8-4)導體平板的屏蔽效能式中由上面分析可見,一般而言,pE≠pH,qE＝qH＝q,所以,TE≠TH。如果Z1＝Z3(區域1與區域3媒質相同),那么pE＝pH＝p,qE＝qH＝q,從而TE＝TH＝T。單層屏蔽體的屏蔽效能設圖1中沒有屏蔽體時,x＝L處的電場是如果定義屏蔽系數為屏蔽區域中同一點屏蔽后與屏蔽前的場強之比,那么電場和磁場的屏蔽系數分別為

屏蔽的平面波模型(8-5)(8-6)導體平板的屏蔽效能當Z1＝Z3時，垂直入射的均勻平面波的電場與磁場的屏蔽系數相同。于是根據屏蔽效能的定義，無限大平板對垂直入射均勻平面波電場及磁場的屏蔽效能可表示如下:當Z1＝Z3時電場和磁場的屏蔽效能相等。如果媒質1是無耗媒質，那么因子 只對相位有貢獻，而對屏蔽效能無貢獻。反之，如果媒質1是有耗媒質，則此因子會使屏蔽效能減小。屏蔽的平面波模型(8-7)導體平板的屏蔽效能多層平板屏蔽體的屏蔽效能多層屏蔽體結構如圖2所示,應用屏蔽的平面波模型推出的2層(n＝3)屏蔽體的電場和磁場的傳輸系數如下導體平板的屏蔽效能圖2多層平板屏蔽體結構導體平板的屏蔽效能式中同理,n－1層屏蔽體的電場和磁場的屏蔽系數為導體平板的屏蔽效能顯然,根據屏蔽效能的定義知,如果Z1＝Zn＋1,那么pE＝pH＝p,從而電場和磁場屏蔽效能相等。媒質1是有耗媒質時,屏蔽效能表達式中的因子 不等于零；媒質1無耗時,此因子為零。導體平板的屏蔽效能導體平板的屏蔽效能導體平板的屏蔽效能平面波模型推廣到非理想屏蔽結構實際情況中騷擾場并不是以平面波形式投射到屏蔽結構上的,因此,平面波模型的應用受到限制,預測的屏蔽效能尤其在低頻誤差較大。為了使平面波模型推廣應用到實際的屏蔽結構,作如下假定:①設屏蔽結構的形狀是一球形,騷擾源(短線天線或小圓環天線)位于其中心。這樣,騷擾源產生的電磁場分量Eθ和Hφ將與球表面相切,與屏蔽體的半徑無關。對于源激勵的垂直投射到屏蔽體上的球面波,其近場波阻抗在球面上各點是一樣的。②球面波進入屏蔽體后,將被視為平面波。因此,這時屏蔽體的阻抗是平面波的波阻抗Z2。③透射波離開屏蔽體后,仍在上面①中確定的波阻抗中傳播,且認為屏蔽體的厚度遠小于屏蔽體的半徑。導體平板的屏蔽效能平面波模型推廣到非理想屏蔽結構在上述假設條件下,已經推導出的計算平板屏蔽體屏蔽效能的表達式可用來計算球殼屏蔽體的屏蔽效能。此時,對于近區場,用近區波阻抗(短線天線或小圓環天線的近區波阻抗)代替波阻抗Z1；對于遠區場(無論是電場還是磁場),Z1＝Z0＝120π；而Z2使用良導體構成的波阻抗(8-8)導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法設厚度為t的導體平板屏蔽體兩側的區域為自由空間,則單層平板屏蔽體的屏蔽效能表達式(8-7)可表示為在式(8-9)中,γ＝α＋jβ(α和β是電磁波在金屬屏蔽體中的衰減常數和相移常數)。對于良導體,集膚深度,因此有吸收損耗(8-10)(8-9)導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法反射損耗多次反射損耗式(8-9)表明：屏蔽效能可分解為吸收損耗(AbsorptionLoss)A.反射損耗(ReflectionLoss)R和多次反射損耗(MultipleReflection)B之和。吸收損耗、多次反射損耗與衰減常數和屏蔽體厚度的乘積αt相關。對于良導體屏蔽體，衰減常數與集膚深度δ的關系是δ＝1/α，因此，屏蔽效能與因子t/δ相關，因子t/δ越大，屏蔽效能越大?？梢宰C明，吸收損耗與多次反射損耗的關系為(8-12)(8-11)(8-13)導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法當A>15dB時，多次反射損耗B可忽略不計。多次反射損耗的值總是負的或趨近于零。吸收損耗當電磁波通過金屬板時，由于金屬板感應渦流產生歐姆損耗，并轉變為熱能而耗散。與此同時，渦流反磁場抵消入射波騷擾場而形成吸收損耗。工程上為了計算方便，常用金屬屏蔽材料的相對電導率、磁導率來表示吸收損耗，因此，式(8-12)可以重新改寫為

式中:t為屏蔽體厚度(mm)；μr為屏蔽體的相對磁導率；σr為屏蔽體相對于銅的電導率，σr＝σ/σcu，銅的電導率為σcu＝5.82×107S/m；f為電磁波頻率(Hz)。由此可見，吸收損耗隨屏蔽體的厚度t和頻率f的增加而增加，同時也隨著屏蔽材料的相對電導率σr和磁導率μr的增加而增加。表1為常用金屬材料對銅的相對電導率和相對磁導率。(8-14)導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法表1常用金屬材料對銅的相對電導率和相對磁導率導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法由式(8-10),可根據所要求的吸收衰減量求出屏蔽體的厚度,即

例如,設A＝100dB,μr＝1,σr＝1,則當頻率f＝1MHz時,屏蔽殼體厚度t＝0.76mm。隨著頻率的增加,獲得一定屏蔽效能所需要的屏蔽殼體的厚度也隨之減小。如果把反射損耗也考慮在內,則所需厚度可更小。所以在高頻情況下,選擇屏蔽殼體的厚度時,一般并不需要從電磁屏蔽效果考慮,而只要從工藝結構和機械性能考慮即可。反射損耗電磁波在兩種媒質(自由空間和屏蔽體)交界面的反射損耗,與兩種媒質的特性阻抗的差別有關。一般情況下,自由空間的波阻抗比金屬屏蔽體的波阻抗大得多,即Z1>>Z2,故式(8-11)可以簡化為

導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法自由空間的波阻抗在不同類型的場源和場區中,其數值是不一樣,對于遠區平面波的波阻抗為近區電場的波阻抗為近區磁場的波阻抗為ZＨw＝j7.9×10－6fr(Ω)

(8-15)(8-16)(8-17)(8-18)導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法金屬屏蔽體(良導體)的波阻抗為對于銅，σcu＝5.82×10－7S/m，因而故對于任意的良導體有式中:σr表示導體材料對于銅的相對電導率；μr表示導體材料的相對磁導率,它們的值見表1。用Z0、ZEw、ZHw代替(8-15)中的Z1，用(8-19)代替(8-15)中的Z2，則由(8-15)可以獲得遠場區的平面波反射損耗(ReflectionLosstoPlaneWaves):

(8-19)(8-20)導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法近場區的電場反射損耗(ElectricFieldReflectionLossintheNearField):近場區的磁場反射損耗(MagneticFieldReflectionLossintheNearField):影響表面反射損耗的因素有:(1)屏蔽材料。根據式(8-20)、式(8-21)和式(8-22)，可以寫出反射損耗的一般方程:上式中各個常數的取值如表2。由此可見，屏蔽材料的電導率越高，磁導率越低，反射損耗越大。

(8-21)(8-22)(8-23)導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法

磁場反射損耗Rm代入計算。

(3)場源至屏蔽體的距離。平面波的反射損耗Rp與距離r無關,電場的反射損耗Re與距離的平方成反比,磁場的反射損耗Rm與距離的平方成正比。(4)頻率。平面波的反射損耗Rp以頻率f的一次方的速率減少,磁場的反射損耗Rm以頻率f的一次方的速率增加,電場的反射損耗Re以頻率f的三次方的速率減少。

表2(8-23)中的常數取值(2)場源特性。對于同一屏蔽材料,不同的場源特性有不同的反射損耗。通常,磁場反射損耗小于平面波反射損耗和電場反射損耗,即Rm＜Rp＜Re,因此,從可靠性考慮,計算總的屏蔽效能時,應以

導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法多次反射損耗屏蔽體第二邊界的反射波反射到第一邊界再次反射,接著又回到第二邊界進行反射。如此反復進行,就形成了屏蔽體內的多次反射。一般情況下,自由空間的波阻抗比金屬屏蔽體的波阻抗大得多,即Z1>>Z2,故式(8-12)可以簡化為

B＝20lg(1－e－2t/δ)(dB) (8-24)

當屏蔽體較厚或頻率較高時,屏蔽體吸收損耗較大,一般取A＞10dB,多次反射損耗即可忽略不計。但是,當屏蔽體較薄或頻率較低時,吸收損耗很小,一般在A＜10dB時,多次反射作用對屏蔽效能的影響就必須考慮。

導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法實例1一長方體屏蔽盒的尺寸為120mm×25mm×50mm,材料為銅(其厚度為0.5mm)。求頻率為1MHz時該銅屏蔽盒的電磁屏蔽效能?！窘狻繉嶋H中的屏蔽殼體多為矩形,其長、寬、高分別用a、b、h表示,屏蔽殼體的等效球體半徑(與屏蔽殼體體積相同的球體半徑)為當騷擾源至屏蔽殼體的距離r大于屏蔽殼體的等效球體半徑時,計算屏蔽效能時以r＝r0代入計算。對于銅,μr＝1,σr＝1,由式(5-83)可得吸收損耗為

而

導體平板的屏蔽效能屏蔽效能計算的解析法所以,r0＝33mm(<<47.75m),故屏蔽盒所處場區為近區。從可靠性出發,選擇式(8-22)計算反射損耗,得因吸收損耗A＝65.6dB(>10dB),所以可以忽略多次反射損耗。綜上可見,屏蔽盒的屏蔽效能為SE＝A＋R＝A＋Rm＝65.5＋45＝110.5dB

8.2 孔縫電磁泄漏導體平板的屏蔽效能各種獨立封閉系統的殼體,大到飛機的蒙皮、軍艦的船體、戰車的裝甲,小至各種用電設備的機殼箱體,它們大部分是由金屬板材加工拼接而成的。由于某些實際需要,在金屬板材接縫處難免存在縫隙；在金屬殼體上開孔,例如機箱殼體上的通風散熱孔、信息顯示窗口、電源線和信號線的出入口;

在大的金屬殼體上存在駕駛艙窗口、維修檢測孔等。因此,嚴格地說,任何實際封閉系統的金屬殼體并不是一個完整的理想屏蔽體。各種無法避免的不連續縫隙、孔隙(孔縫)破壞了屏蔽體的完整性,從而造成電磁能量的泄漏,降低金屬殼體的屏蔽效能。圖3典型機箱殼體不連續結構示意圖金屬板縫隙的電磁泄漏屏蔽體上的接縫處，由于接合表面不平整，清洗不干凈，焊接質量不好，緊固螺釘(鉚釘)之間存在孔隙等原因，在接縫處會形成縫隙(Seam)，如圖4(a)所示?？p隙是沿其長度在不同的連接處產生電接觸的長的窄縫?？梢园芽p隙看作是一系列的窄縫。縫隙的等效阻抗由一電阻性元件和一電容性元件并聯組成，如圖4(b)所示。由于存在電容性元件，接縫阻抗隨著頻率減小，于是屏蔽效能也隨之減小?？p隙阻抗依賴許多因素:縫隙表面的材料；接觸壓力；縫隙表面的面積等。

圖4金屬板縫隙模型及其等效阻抗孔縫電磁泄漏金屬板縫隙的電磁泄漏為了分析縫隙的電磁泄漏,設圖4所示的縫隙模型中,縫隙長度為無限長,縫隙寬度為g,金屬板的厚度為t。在平面電磁波的作用下,縫隙中的波阻抗大于自由空間的波阻抗(基于波導理論),在縫隙入口處產生波阻抗的突變,導致反射損耗。由于電磁波在縫隙內傳輸時也產生傳輸損耗,因此,縫隙的總損耗包括反射損耗和傳輸損耗。當屏蔽殼體存在縫隙時,通常磁場泄漏的影響要比電場泄漏的影響大。在大多數情況下,采用減小磁場泄漏的方法也更適用于減小電場的泄漏,因此,要著重研究減小磁場的泄漏。通過金屬板上無限長縫隙泄漏的磁場為Hg＝H0e－πt/g (8-25)式中,H0、Hg分別表示金屬板前、后側面的磁場強度。由式(8-25)可見,縫隙深而窄(t＞g),電磁泄漏就小。與無縫隙的情況比較,如果要求經縫隙泄漏的電磁場與經金屬板吸收

孔縫電磁泄漏金屬板縫隙的電磁泄漏衰減后的電磁場強度相同,并使Ｈg＝Ht＝H0e－t/δ,這相當于無縫隙時的屏蔽效果,則g＝πδ。通過縫隙的傳輸損耗(也可看作縫隙的吸收損耗)為可見,當g＝t時,通過縫隙的傳輸損耗為27dB。設縫隙波阻抗與自由空間波阻抗的比值為k,近區磁場中k＝g/πr(r為縫隙離場源的距離)；遠區平面波電磁場中,k＝j6.69×10－5fg(其中f為騷擾源頻率,單位為MHz；g為縫隙寬度,單位為cm)。因此,波阻抗突變引起的反射損耗為最后得到縫隙總的屏蔽效能為

孔縫電磁泄漏(8-26)(8-27)(8-28)金屬板孔隙的電磁泄漏許多屏蔽體需要開散熱孔、導線引入/引出孔、調節軸安裝孔等，從而形成孔隙的電磁泄漏。屏蔽體不連續性所導致的電磁泄漏量主要依賴于:孔隙的最大線性尺寸(不是孔隙的面積)；波阻抗；騷擾源的頻率。如圖5所示，設金屬屏蔽板上有尺寸相同的n個圓孔、方孔或矩形孔，每個圓孔的面積為q，每個矩形孔的面積為Q，屏蔽板的整體面積為F。

孔縫電磁泄漏圖5金屬屏蔽板上的孔隙金屬板孔隙的電磁泄漏假定孔隙的面積與整個屏蔽板面積相比極小，即∑q<<F或∑Q<<F。假定孔隙的最大線性尺寸遠小于騷擾源的波長，即對于圓孔，其直徑D<<λ；對于矩形孔，其長邊b<<λ。設金屬屏蔽板外側表面的磁場為H0，通過孔隙泄漏到內部空間的磁場為Hh，則孔隙的傳輸系數如下:式中:矩形孔面積Q＝a×b；系數 。當b/a＝1時，ξ＝1；當b/a>>5時，ξ＝b/[2aln(0.36b/a)]。若a<<1時，則按縫隙的電磁泄漏計算傳輸系數?？卓p電磁泄漏圓孔矩形孔(8-29)(8-30)金屬板孔隙的電磁泄漏電磁場透過屏蔽體大體有以下兩個途徑,即透過屏蔽體的傳輸和透過屏蔽體上的孔隙的傳輸。這兩個傳輸途徑實際上是互不相關的,因此,在計算屏蔽效能時可以分成兩部分進行。①假定屏蔽殼體是理想封閉的導體金屬板,即在無縫隙屏蔽殼體的情況下,計算金屬板的傳輸系數Tt。通過計算,選擇屏蔽殼體的材料及其厚度。②假定屏蔽殼體是理想的導體金屬板,即在電磁場只能透過屏蔽殼體上孔隙的情況下,計算孔隙的傳輸系數Th。通過計算,確定屏蔽殼體的結構。設透過屏蔽殼體和透過屏蔽殼體上的孔隙的電磁場矢量在空間同相且相位相同,則具有孔隙的金屬板的總傳輸系數為T＝Tt＋Th總的屏蔽效能為

孔縫電磁泄漏(8-31)金屬板孔隙的電磁泄漏由(8-31)知,對于有孔隙的金屬板來說,即使選擇的屏蔽材料具有良好的屏蔽性能,如果屏蔽結構處理不當,孔隙很大,孔隙的傳輸系數很大,則總的屏蔽效能仍然很低。因此,實際的屏蔽效果決定于縫隙和孔隙所引起的電磁泄漏,而不是決定于屏蔽材料本身的屏蔽性能?？紫兜碾姶判孤┡c孔隙的最大線性尺寸、孔隙的數量和騷擾源的波長有密切關系。隨著頻率增高,孔隙電磁泄漏嚴重。在相同面積的情況下,縫隙比孔隙的電磁泄漏嚴重,矩形孔比圓形孔的電磁泄漏嚴重。當縫隙長度接近工作波長時,縫隙就成為電磁波輻射器,即縫隙天線。因此,對于孔隙,要求其最大線性尺寸小于λ/5；對于縫隙,要求其最大線性尺寸小于λ/10。這里,λ為最小工作波長。

孔縫電磁泄漏截止波導管的屏蔽效能帶孔隙的金屬板、金屬網,對超高頻以上的頻率基本上已經沒有屏蔽效果。因此,對于超高頻以上的頻率,需要采用截止波導管來屏蔽。波導管實質上是高通濾波器,它對在其截止頻率以下的所有頻率都具有衰減作用。作為截止波導管,其長度比其橫截面直徑或最大線性尺寸至少要大三倍。截止波導管常有圓形截面和矩形截面兩種,如圖6所示?？卓p電磁泄漏圖6金屬波導管截止波導管的屏蔽效能金屬波導管的最低截止頻率(CutoffFrequency)fc只與波導管橫截面的內尺寸有關。圓形波導管的最低截止頻率為

式中,d表示圓形波導管的橫截面內直徑,單位為cm。矩形波導管的最低截止頻率為式中,b表示矩形波導管橫截面的寬邊尺寸,單位為cm。電磁場從波導管的一端傳輸至另一端的衰減與波導管的長度成正比,其關系式為如果f<<fc,則將圓形波導管和矩形波導管的截止頻率代入上式,可得圓形波導管(RoundWave-guide)的屏蔽效能為孔縫電磁泄漏(8-31)(8-32)(8-33)截止波導管的屏蔽效能矩形波導管的屏蔽效能為由式可見,當圓形波導管的長度為其直徑的三倍時,其衰減可達96dB。所以,伸出機殼的調整軸等用絕緣連軸器穿過截止波導管,就能很容易地抑制電磁泄漏。六角形波導管及其組成的蜂窩狀通風孔(WaveguideHoneycombVents)陣列如圖7所示。六角形波導管的最低截止頻率為孔縫電磁泄漏(8-34)(8-35)圖7六角形波導管及蜂窩狀通風孔(8-36)截止波導管的屏蔽效能式中,W表示六角形波導管內壁的外接圓直徑(內壁最大寬度),單位為cm。因此,六角形波導管的屏蔽效能(f<<fc)為

由許多單個截止波導管緊挨著排列在一起組成通風孔陣列,形如蜂窩狀,稱為蜂窩狀通風孔。它可以增大通風面積及通風流量,滿足散熱要求,提高屏蔽效能。

設計截止波導管時,首先根據騷擾場的最高頻率f來確定波導管的截止頻率fc,使f<<fc。一般取fc＝(5~10)f。其次,根據圓形波導管或矩形波導管的截止頻率計算其橫截面的內尺寸。最后,按要求的屏蔽效能計算截止波導管的長度,一般要使l>>3d、l>>3W或l>>3b。孔縫電磁泄漏(8-37)孔陣的電磁屏蔽效能為了通風散熱，往往需要在屏蔽殼體上開一系列的小孔形成孔陣。根據孔隙屏蔽的原理可知，在相同面積上，將較大的通風孔改成孔徑較小的多孔陣列，這樣，較大的通風孔的孔徑減小，屏蔽效能提高。圖8所示為孔陣的幾種形式。圖中c表示小圓孔和小方孔中心的間距；d表示小圓孔的直徑；b表示小方孔的邊長；D表示圓形板的直徑；l1.l2表示矩形板的長、寬尺寸。設屏蔽殼體的厚度為t，則通風孔陣列的屏蔽效能可按下面的幾種形式分別計算。(1)矩形板上的圓孔陣列(圖8(a))孔縫電磁泄漏(8-37)(8-38)孔陣的電磁屏蔽效能孔縫電磁泄漏圖8屏蔽殼體上的小孔陣孔陣的電磁屏蔽效能(2)矩形板上的方孔陣列(圖8(b))(3)圓形板上的圓孔陣列(圖8(c))(4)圓形板上的方孔陣列(圖8(d))孔縫電磁泄漏(8-39)(8-40)(8-41)(8-42)(8-43)(8-44)孔陣的電磁屏蔽效能上述公式適用于d＜λ/2π或b＜λ/2π的情況。式中第一項代表通過屏蔽殼體上的孔隙的電磁泄漏；第二項代表每個孔隙作為截止波導管時的厚度修正系數?？卓p電磁泄漏通風窗孔的的電磁屏蔽效能影響通風窗口屏蔽效能的因素主要有場源特性、場源頻率、屏蔽體至場源的距離、窗口面積、窗口形狀、屏蔽體的材料特性和屏蔽體厚度等。通風窗口的屏蔽效能可表示為

SE＝A＋R＋B＋K1＋K2＋K3 (8-45)

式中前三項分別對應于實心型屏蔽體(無孔縫屏蔽體)的屏蔽效能計算公式中的吸收損耗、反射損耗和多次反射損耗，只是函數關系不同；后三項是針對非實心型屏蔽引入的修正項。各項的計算如下:(1)吸收損耗:當入射電磁波的頻率遠小于截止波導管的截止頻率時，孔隙可以看作為截止波導管式中:t為孔隙的深度(cm)；D為圓形孔隙的直徑(cm)；W為與入射電場垂直的矩形孔隙的寬邊長度(cm)?？卓p電磁泄漏(8-46)矩形孔隙圓形孔隙(8-47)通風窗孔的的電磁屏蔽效能(2)反射損耗:取決于孔隙的形狀和入射波阻抗，其計算公式為式中，K是孔隙內的波阻抗與自由空間波阻抗之比，取值如下:對于近區磁場和矩形孔，K＝W/πr；對于近區電場和矩形孔，K＝－4πWr/λ2；對于遠區平面波和矩形孔，K＝j6.69×10－5fW。對于近區磁場和圓形孔，K＝D/(3.682×r)；對于近區電場和圓形孔，K＝－3.41·πDr/λ2；對于遠區平面波和圓形孔，K＝j5.79×10－5fD。這里的r均為騷擾源至屏蔽體的距離(cm)。(3)多次反射損耗B:當A＞15dB時，多次反射損耗可忽略不計；當A＜15dB時，多次反射損耗用下式計算(K同上)孔縫電磁泄漏(8-48)(8-49)通風窗孔的的電磁屏蔽效能(4)單位面積內孔隙數的修正系數K1:當騷擾源至屏蔽體的距離遠大于屏蔽體上的孔隙直徑時，K1的計算公式為

K1＝－10lg(s·n)(dB) (8-50)

式中:s為每個孔隙的面積(cm2)；n為每單位面積(cm2)中所包含的孔隙數(孔隙數/cm2)。當騷擾源非?？拷帘误w時，K1可以忽略不計。(5)低頻穿透修正系數K2:是考慮到集膚深度與金屬網的孔眼尺寸或屏蔽體上的孔隙間隔可以比擬時引入的修正系數，計算公式為

K2＝－20lg(1＋35P－2.3)(dB) (8-51)

對于金屬網，式中P=線徑/趨膚深度，對于多孔隙金屬板，式中P=孔隙間的導體寬度/趨膚深度。(6)鄰近窗孔相互耦合的修正系數K3:當屏蔽體上的孔隙分布很密，即各個孔隙相距很近，且孔隙深度又小于孔隙的孔徑時，相鄰孔隙間的耦合作用會提高屏蔽效能。其計算公式為

孔縫電磁泄漏通風窗孔的的電磁屏蔽效能金屬網的屏蔽效能計算仍然采用(8-45),只是修正系數K2中P=金屬絲網的直徑/趨膚深度。實例2某飛機控制盒用鋁板材加工而成,兩側面鋁板厚度為2mm,總孔隙數為16×9,孔隙深度t＝2mm,其形狀是圓孔,孔徑D＝5mm,孔隙中心間距為18mm。試求它對5MHz、50MHz和500MHz的平面電磁波的屏蔽效能?！窘狻慨旘}擾源的頻率f＝50MHz時,吸收損耗反射損耗

孔縫電磁泄漏(8-52)通風窗孔的的電磁屏蔽效能多次反射損耗通風孔隙陣列所占面積為(18×15＋5)×(18×8＋5)＝409.75cm2,總孔隙數為16×9＝144,每單位面積(cm2)中所包含的孔隙數n＝144/409.75＝0.3514(孔隙數/cm2),每個孔隙的面積s＝πD2/4＝π×0.52/4＝0.1963cm2,于是

孔縫電磁泄漏通風窗孔的電磁屏蔽效能通風孔陣的屏蔽效能。

SE＝A＋R＋B＋K1＋K2＋K3

＝12.8＋51.2－0.47＋11.6＋0＋0.91

＝76.04dB

對5MHz、500MHz的平面電磁波的屏蔽效能,其計算方法同上?？卓p電磁泄漏有孔陣矩形機殼屏蔽效能計算圖9表示無限大金屬平板上周期性二維孔陣的兩種幾何結構。對于垂直入射平面波,無限大薄金屬平板上的小孔陣相當于與TEM模傳輸線并聯的一個電感性電納。假設孔陣沒有電阻性損耗,孔間距dh、dv遠小于波長,孔直徑d小于孔間距,且遠小于波長,則圖9所示兩種結構的歸一化并聯導納近似為式中:λ0和Y0分別為自由空間的波長和本征導納,dh和dv分別是水平和垂直孔間距。

孔縫電磁泄漏圖9屏