射頻通信全鏈路系統設計馬文建等編著機械工業出版社第1章緒論第1章緒論學習目標理解無線通信系統構成，掌握發射機、發射天線、傳輸信道、接收天線、接收機各部件在無線通信系統中的作用了解無線通信系統典型網絡，包括移動通信系統、全球導航衛星系統、無線局域網、藍牙、超寬帶通信、ZigBee了解無線通信系統關鍵技術，包括多載波聚合、高頻傳輸、高階調制、大規模多輸入多輸出、全雙工通信、通信感知一體化了解射頻通信系統發展趨勢，理解射頻通信系統對寬帶化、數字化和集成化的應用需求第1章緒論知識框架1.1無線通信系統1.1.1基本構成1.1.2典型網絡1.1.3關鍵技術1.2射頻通信系統發展趨勢1.2.1寬帶化1.2.2數字化1.2.3集成化1.1無線通信系統1.1.1基本構成無線射頻通信系統基本上由5個主要部分構成，發射機和接收機合稱為“收發機”，天線可以同時發射和接收信號發射機接收輸入的數字信息，調制到特定射頻頻段上，再將射頻信號放大到合適的功率后送至天線端口發射天線發射機與傳輸信道之間的媒介，確保射頻信號功率以特定方向通過天線端口發射出去傳輸信道收發設備之間的傳輸媒介，該傳輸媒介通常由空氣或真空、固態或液態組成接收天線傳輸信道與接收機之間的媒介，其功能是盡可能多的捕獲通過傳輸信道入射的射頻信號功率，并將這些信號傳送到接收機的輸入端接收機接收來自接收天線的射頻信號，解調到特定的中頻頻段，提取其中攜帶的信息，還原發射端輸入的數字信息1.1無線通信系統1.1.2典型網絡根據使用場景的差異，可將無線射頻通信系統分為無線廣域網、無線局域網和無線個域網3個部分無線廣域網(WirelessWideAreaNetwork,WWAN)指能夠覆蓋全國或全球范圍內的無線網絡，提供更大范圍的無線接入，與無線局域網、無線個域網相比，最突出的特征就是覆蓋面積大、移動性能好。典型的無線廣域網包括移動通信系統和全球衛星導航系統(GlobalNavigationSatelliteSystem,GNSS)。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡無線局域網(WirelessLocalAreaNetwork,WLAN)指能夠覆蓋最大5km范圍內的無線網絡。無線局域網主要用來彌補有線局域網絡的不足，以達到網絡延伸的目的，使得無線局域網絡能利用簡單的存取架構讓用戶透過它，實現無網線、無距離限制的通暢網絡。無線個域網(WirelessPersonalAreaNetwork,WPAN)指為實現活動半徑小、業務類型豐富、面向特定群體、無線無縫的連接而提出的新興無線通信網絡技術。WPAN所覆蓋的范圍一般在10m半徑以內，具有低成本、低功耗、小體積等優點1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——移動通信系統縱觀移動通信的發展歷程，每隔十多年就會出現一套新的通信標準，到目前為止，已經發展到了第5代移動通信。掌握通信標準才能真正理解不同應用場景對射頻通信全鏈路系統的設計需求。第1代(1G)20世紀80年代初美國貝爾實驗室首次研制出了第1代移動通信系統，它是基于模擬調制方式，專為語音通話設計的系統，采用頻率調制(FrequencyModulation,FM)、頻分雙工(FrequencyDivisionDuplex,FDD)和頻分多址(FrequencyDivisionMultipleAccess,FDMA)技術，模擬語音信號通過分配給每個用戶的頻道進行信號傳輸。信道帶寬為25或30kHz，載波中心頻率大約為900MHz，最大數據速率僅有14.4kbps左右。1G網絡的典型標準包括美國的AMPS(AdvancedMobilePhoneService)、英國的TACS(TotalAccessCommunicaionsSystem)、日本的NTT(NipponTelephoneandTelegraph)以及歐洲的NMT(NordicMobileTelephone)。由于是模擬系統，不能進行數據加密處理，因而具有保密性差、通話質量差、不能提供數據業務和不能提供自動漫游等缺點。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——移動通信系統第2代(2G)20世紀90年代初完成了第2代移動通信系統的商業化推廣。2G網絡實現了數字化調制的突破，相對1G網絡，數字加密具有更好的數據安全性、更高的頻率效率和系統容量，以及更好的通話質量。2G網絡的典型標準包括歐洲的GSM(GlobalSystemforMobilecommunication)、美國的TDMA(TimeDivisionMultipleAccess)和CDMA(CodeDivisionMultipleAccess)，其中，前兩種是窄帶TDMA標準，且GSM是應用最為廣泛的2G技術；第三種CDMA標準采用擴頻技術，可以提供更好的音質、更低的斷線概率和更好的安全性。除了語音傳輸外，2G網絡還具有一定的數據傳輸能力，比如短消息服務(ShortMessageService,SMS)，但數據速率很低(最高只有9.6kbps)，完全不適合網頁瀏覽和多媒體等應用。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——移動通信系統第3代(3G)20世紀90年代后期，第3代移動通信系統將傳輸速率提高了一個數量級，實現了質的飛躍。3G網絡通過提高頻譜效率來增加網絡容量，實現了高質量的圖像和視頻通信。UMTS(UniversalMobileTelecommunicationsSystem)作為完整的3G移動通信技術標準，包括歐洲和日本共用研發的WCDMA(WidebandCDMA)、美國的CDMA2000和中國的TD-SCDMA(TimeDivision-SynchronosCDMA)，分別可提供最大7.2Mbps、3.1Mbps和2.8Mbps的數據速率。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——移動通信系統第4代(4G)21世紀早期，隨著應用場景的發展，3G已無法滿足人們對通信速率的需求，第4代移動通信標準專注于提供更大系統的吞吐量、更強的移動性以及較低的延遲。為了實現高速移動下100Mbps的峰值速率目標，4G引入了OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)多載波和MIMO(MultipleInputMultipleOutput)天線兩大革命性的先進技術。在4G標準下，美國的WiMAX(WorldInteroperabilityforMicrowaveAccess)和歐洲與中國的LTE(longTermEvolution)兩種模式相互競爭、同時發展。WiMAX是基于IEEE標準，通過寬帶實現移動化，前身為WALN。而LTE是基于3GPP標準，通過移動通信實現寬帶化，前身為GSM/WCDMA等。綜合來看，WiMAX優點在速率，缺點在移動性；LTE優點在移動性，缺點在速率。但在實際應用中，兩種標準的速率差異用戶體驗并不明顯，而伴隨著移動通信穩定性需求的提升，3GPP的LTE基本打敗了IEEE的WiMAX，成為了4G的最終標準，也成了全球運營商的主流選擇。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——移動通信系統第5代(5G)2018年2月27日，華為在MWC2018大展上發布了首款3GPP標準5G商用芯片巴龍5G01和5G商用用戶設備(UserEquipment,UE,也稱為終端)，支持全球主流5G頻段，包括Sub6G(低頻)、mmWave(高頻)，標志著移動通信正式進入5G時代。

5G在移動通信領域的變化絕對是革命性的，如果說以前的移動通信只是改變了人們的通信方式和社交方式，5G則是改變了網絡社會。相比4G，5G具有超高速率、超低時延、超大連接等特點，基于這些特點，映射出5G的三大應用場景。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——移動通信系統第6代(6G)

當移動通信的無盡前沿拓展到5G，人們又開始思考6G的樣子。6G是更先進的下一代移動通信系統，其內涵將遠超傳統通信范疇。6G如同一張巨大的分布式神經網絡，集通信、感知、計算等能力于一體，深度融合物理世界、生物世界和數字世界，在5G基礎上，6G將跨越人聯、物聯，從“萬物互聯”邁向“萬物智聯”，把智能帶給每個人、每個家庭、每個企業，引領新一波創新浪潮。6G移動通信系統將廣泛運用各種新技術，利用超高速、超可靠連接、原生AI、先進感知技術來極大改善人類生活。根據所需的關鍵技術，6G主要包括5大應用場景。其中，eMBB+、uRLLC+、mMTC+是對5G中定義的應用場景的增強及組合，而感知與人工智能(AI)是兩個新場景，將在6G中迎來蓬勃發展。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——GNSS全球導航衛星系統泛指所有的衛星導航系統，是一個能在地球表面或近地空間的任何地點為適當裝備的用戶提供全天候、三維坐標和速度以及時間信息的空基無線電定位系統，主要包括美國的GPS(GlobalPositioningSystem)、俄羅斯的Glonass、歐洲的Galileo和中國的北斗(BeiDouNavigationSatelliteSystem,BDS)。GPS是世界上第一個建立并用于導航定位的全球系統，Glonass經歷快速復蘇后已成為全球第二大衛星導航系統，二者目前正處現代化的更新進程中；Galileo是第一個完全民用的衛星導航系統，正在試驗階段；BDS于2020年6月23日完成第59顆“北斗”導航衛星升空，標志著“北斗”三號全球衛星導航系統的完成。預計在2035年建成的“北斗”四號將建設一個更智能、更范在、更融合的全球衛星導航系統，能夠提供目前缺失的室內、深海到深空的立體服務，成為真正的全球衛星導航系統。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——無線局域網Wi-Fi是當前使用最為典型的無線局域網，它是基于IEEE802.11標準并經由IEEEWi-Fi聯盟批準的無線局域網設備。截止目前，Wi-Fi技術已經發展到了第七代。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——無線局域網相對于第六代Wi-Fi，第七代Wi-Fi帶來的主要技術變革點如下：支持最大320MHz帶寬現有的2.4GHz和5GHz頻段免授權頻譜有限且擁擠，為了實現最大吞吐量不低于30Gbps的目標，第七代Wi-Fi將繼續引入6GHz頻段，并增加新的帶寬模式，包括連續240MHz，非連續160+80MHz，連續320MHz和非連續160+160MHz。引入更高階的4096QAM調制技術為了進一步提升速率，第七代Wi-Fi將引入4096QAM，調制符號承載12bit。在相同的編碼下，第七代Wi-Fi的4096QAM比第六代Wi-Fi的1024QAM速率提升20%。引入Muti-Link多鏈路機制為實現所有可用頻譜資源的高效利用，采用多鏈路聚合相關技術，在2.4GHz、5GHz和6GHz上建立新的頻譜管理、協調和傳輸機制，。支持更多數據流，MIMO功能增強第七代Wi-Fi的空間流數從第六代Wi-Fi的8個增加到16個，理論上可以將物理傳輸速率提升兩倍以上。更多的數據流將會帶來更強大的特性，即分布式MIMO，16條數據流可以不由一個接入點提供，而是由多個接入點同時提供，這意味著多個AP之間需要相互協同進行工作。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——藍牙藍牙(Bluetooth)是由愛立信(Ericsson)、諾基亞(Nokia)、東芝(TOShiba)、國際商用機器公司(IBM)和英特爾(Intel)共5家公司于1998年5月聯合宣布的一種無線個域網技術，能在短距離固定或移動場景中提供無線網絡連接，采用IEEE802.15.1協議標準。

藍牙與IEEE802.11無線局域網一樣，也使用FHSS調制方式防止其他設備干擾，允許附近幾個藍牙設備在相同覆蓋空間中重疊，實現彼此并行通信。數據通常以信息報的形式傳輸，吞吐量達到1Mbps。藍牙覆蓋了2400~2483.5MHz，共83.5MHz頻率、79個射頻通道，每個射頻信道帶寬為1MHz，跳頻速率為1600跳/秒，跳躍停留時間為0.625ms。標準藍牙采用高斯頻移鍵控(GaussfrequencyShiftKeying,GFSK)調制方案，FSK信號的高斯模型產生具有比較窄的功率譜信號，很大程度上降低了功率損耗。藍牙設備分為三個功率等級，分別是100mW(20dBm)、2.5mW(4dBm)和1mW(0dBm)，對應的有效覆蓋范圍為100米、10米和1米。藍牙主要應用于大量的小區域、低速率、低功耗的辦公室或家庭內部無線設備的便攜連接，包括配有藍牙的計算機、電話、耳機、智能家居管理系統等設備。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——超寬帶通信超寬帶(UltraWideBand,UWB)技術是一種無線載波通信技術，其不采用正弦載波，而是利用納秒級的非正弦波窄脈沖傳輸數據，占用很寬的頻譜范圍。UWB技術始于20世紀60年代興起的脈沖通信技術，其利用頻譜極寬的超寬基帶脈沖進行通信，故又稱為基帶通信技術、無線載波通信技術，主要用于軍用雷達、定位和低截獲率/低偵測率的通信系統中。

UWB是以占空比很低的沖擊脈沖作為信息載體的無載波擴譜技術，通過對具有很陡上升和下降時間的沖擊脈沖進行直接調制。沖擊脈沖通常采用單周期高斯脈沖，一個信息比特可映射為數百個這樣的脈沖。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——超寬帶通信在實際應用中，UWB技術具有發射信號功率譜密度低、多徑分辨能力強、能提供數厘米的定位精度等優點：低功耗

UWB系統使用一般持續0.20~1.5ns的間歇脈沖來發送數據，限制傳輸功率為-41.3dBm/MHz，具有很低的占空比，系統耗電很低，在高速通信時系統的耗電量僅為幾百微瓦至幾十毫瓦。UWB設備在續航能力和電磁輻射上，與傳統無線通信設備相比，有著很大的優勢。多徑分辨能力強常規無線通信射頻信號大多為連續信號或其持續時間遠大于多徑傳播時間，多徑傳播效應限制了通信質量和數據傳輸速率，由于UWB發射的是持續時間極短且占空比極小的單周期脈沖，多徑信號在時間上是可分離的。室內定位精度高采用沖激脈沖的UWB技術具有極強的穿透能力，可在室內和地下進行精確定位，這是當前UWB技術最為廣泛的一個應用場景。與GPS提供絕對地理位置不同，UWB定位技術可根據適配的專用定位基站(BaseStation,BS)給出相對位置，其定位精度可達厘米級。1.1無線通信系統1.1.2典型網絡——ZigBee藍牙和超寬帶提供短程設備連接和電纜替代方案，前者具有較低數據速度，后者提供高數據速率。隨著無線個域網WPAN的廣泛應用，基于IEEE802.15.4標準的ZigBee由于其超低功耗和低成本等優勢逐漸得到普及，其特點是近距離、低復雜度、自組織、低功耗、低數據速率，主要適用于自動控制和遠程控制領域，可以嵌入各類設備。ZigBee標準的物理層規定了三個免執照頻段：全球的2.4GHz頻段、北美的915MHz頻段和歐洲的868MHz頻段。2.4GHz頻段使用具有16個信道且最大理論數據速率為250kbps的2.4~24835GHz頻段，可在全球范圍內使用。915MHz只指北美902~928MHz頻段，包括10個信道，數據速率為40kbps。868MHz頻段是指歐洲868~870MHz頻段，只有1個信道，數據速率為250kbps。2.4GHz頻段使用QPSK調制，915MHz和868MHz頻段使用BPSK調制。相比其他無線個域網WPAN，ZigBee有如下幾項突出的特點：低功耗、低成本、低速率、短延時、高容量。1.1無線通信系統1.1.3關鍵技術——多載波聚合為滿足單用戶峰值速率和系統容量提升的要求，增加系統傳輸帶寬是最為直接的方法。LTE-A系統通過引入載波聚合技術來增加傳輸帶寬，載波聚合技術能通過多個連續或者非連續的分量載波聚合獲取更大的傳輸帶寬，比如說同時使用700MHz、3.4GHz兩個頻段上的頻譜資源，從而獲取更高的峰值速率和吞吐量，后面2.4.1節會進行相關介紹。多載波聚合意味著射頻前端需要配合更多的放大器和多工器，且發射通道上的功率放大器需要重新設計來滿足線性化的要求，隨著制式的復雜程度越來越高，射頻前端寬帶化和集成化的解決方案愈加受人青睞。1.1無線通信系統1.1.3關鍵技術——高頻傳輸為了沖刺高速，5G使用“全新”的毫米波。無線通信傳統工作頻段主要集中在3GHz以下，這使得頻譜資源十分擁擠，而在高頻段(如毫米波、厘米波頻段)可用頻譜資源豐富，能夠有效緩解頻譜資源緊張的現狀，且高頻段意味著大帶寬，可以實現極高速短距離通信，支持5G和6G移動通信在容量和傳輸速率等方面的需求。足夠量的可用帶寬、小型化的天線和設備、較高的天線增益是高頻段毫米波通信的主要優點，也是未來無線通信的主要發展趨勢，但高頻通信也存在傳輸距離短、穿透和繞射能力差、器件成本高、容易受氣候環境影響等缺點，需要在射頻器件和系統設計等方面進行深入研究。1.1無線通信系統1.1.3關鍵技術——高階調制提高傳輸速率的另一思路是使用更高階的正交幅度調制(QuadratureAmplitudeModulation,QAM)方式，調制方式的階數越高，一個符號對應的bit位數就越多。例如5GNR主要采用的256QAMPDSCH，微波主要采用的1024QAM和4096QAM。不同調制階數星座圖1.1無線通信系統1.1.3關鍵技術——高階調制更高階的調制方式對射頻系統也提出了更高的要求，主要表現為以下兩點：調制方式的階數越高，意味著需要更高的接收信噪比(SignaltoNoiseRatio,SNR)，從而限制了高階調制的通信距離，并對發射功率、波束指向、接收靈敏度提出了更高的要求。調制方式的階數越高，意味著需要更高的發射調制精度，也就是更低的誤差矢量精度(ErrorVectorMagnitude,EVM)，比如，64QAM需要將EVM限制在8%以內，而256QAM需要將EVM限制在3.5%以內，這就對射頻系統的相位噪聲、載波泄露、I/Q幅相不平衡度、通道幅度波動、通道群時延波動、數字削波、鄰信道抑制比等指標提出了更高的需求，后面5.6節會進行相關介紹。1.1無線通信系統1.1.3關鍵技術——MassiveMIMO(大規模多輸入多輸出)MassiveMIMO是第五代移動通信中提高系統容量和頻譜利用率的關鍵技術。隨著用戶數量及天線數量的增加，移動用戶之間的通訊會出現相交現象。通過MassiveMIMO技術可規避通信中斷及信號衰落現象，從而減小用戶之間的通訊干擾，提升整體的移動網絡容量。對于MassiveMIMO的應用優勢，主要表現為以下幾點：高復用增益和分集、高能量效率、高空間分辨率。雖然MassiveMIMO作為第五代移動通信的核心技術之一，但這并不意味著該項技術已經成熟完整，還有很多問題需要進一步研究、改進和解決：射頻通道集成度陣列天線的3D建模與設計陣列天線的快速校準1.1無線通信系統1.1.3關鍵技術——全雙工通信無線通信業務量爆炸增長與頻譜資源短缺之間的外在矛盾，驅動著無線通信理論與技術的內在變革。提升頻分雙工FDD與時分雙工(TimeDivisionDuplex,TDD)的頻譜效率，并消除其對頻譜資源使用和管理方式的差異性，成為未來移動通信技術革新的目標之一。基于自干擾抑制理論和技術的同時同頻全雙工(Co-frequencyCo-timeFullDuplex,CCFD)技術成為實現這一目標的潛在解決方案。由于發射和接收處在同一時間和同一頻率上，造成接收天線的輸入為來自期望信源信號和本地發射信號的疊加，而后者對于前者屬于極強的干擾。因此，要實現全雙工通信的首要任務就是解決自干擾抑制，包括天線抑制、射頻域抑制和數字域抑制。1.1無線通信系統1.1.3關鍵技術——通信感知一體化隨著無線通信系統的發展，更高的頻段(毫米波乃至太赫茲)、更寬的帶寬、更大規模的天線陣列使得高精度、高分辨感知成為可能，從而可以在一個系統中實現通信感知一體化(IntegratedSensingandCommunication,ISAC)，使通信于感知功能相輔相成。一方面，整個通信網絡可以作為一個巨大的傳感器，各個網元利用無線電波發送和接收信號，可以更好地感知和理解物理世界。通過從無線信號中獲取距離、速度、角度等信息，提供高精度定位、動作識別、無源對象檢測和追蹤、成像及環境重構等廣泛的新服務，實現“網絡即傳感器”。另一方面，感知所提供的高精度定位、成像和環境重構等能力又有助于提升通信性能，例如波束賦型更準確、波束失敗恢復更迅速、終端信道狀態信息(ChannelStateInformation,CSI)追蹤開銷更低，實現“感知輔助通信”。感知同時也是對物理世界和生物世界進行觀察、采樣，使其連接數字世界的“新通道”，實現一個平行的“數字孿生”世界。1.1無線通信系統1.1.3關鍵技術——通信感知一體化在實現通信感知一體化演進過程中，也面臨來自多方面、多層次的技術挑戰：信號處理從功能角度看，一體化信號處理主要涉及自干擾消除、多參數估計等諸多難題。從優先級角度看，一體化信號處理分為以通信為主的一體化設計、以感知為主的一體化和聯合加權設計3類，如何根據應用環境實現優先級自適應則需要進一步探索和研究。系統架構通信與感知共享硬件和頻譜是一體化的基礎。硬件共享可以有效降低成本、簡化部署并減少維護問題，使得感知從移動通信網絡的規模效應中收益，而頻譜共享相比于各自使用獨立頻譜，頻譜利用更加高效。多元協同通過多條感知鏈共同協作完成通信與感知任務，包括多模式協同感知、多節點協同感知、多頻段協同感知和多制式協同感知多個方面，實現對物理環境的無縫精細感知。1.2射頻通信系統發展趨勢1.2.1寬帶化移動通信的更新換代給射頻前端鏈路帶來了極大的挑戰與機遇，特別是當前爆炸式增長的5G時代，主要表現為寬帶化、數字化和集成化3個方面。發展需求參考香農定律，在高斯白噪聲背景下的連續信道容量可表示為由香農定律可以看出，信道容量，即信道傳輸速率與信道帶寬直接相關。隨著各種智能終端的普及，移動數據流量呈現爆炸式增長狀態，迫使移動通信朝著寬帶化方向發展。應用挑戰高速接口電路隨著信道帶寬的提高，基帶和中頻接口速率也不斷升級。超高速率轉換器需要更高采樣率的轉換器，這對轉換器的功耗、成本、雜散、相噪等性能都提出了更高的要求。超寬帶高效功放應突破Bode-Fano準則，在700M~40GHz中的任意子頻段，功放瞬時工作帶寬提升5倍，將5%相對帶寬推進到25%相對帶寬，且性能不下降。1.2射頻通信系統發展趨勢發展需求隨著數字信號處理技術的發展，射頻收發機的相關處理逐漸朝著數字化方向發展，例如：寬帶化需求促進了載波聚合(CA)技術的發展。數字預失真(DPD)技術、削波(CFR)技術與寬帶高效功放相輔相成，通過DPD和CFR技術進一步提升功放的線性輸出能力。通信感知一體化應用場景對接收動態范圍提出了更高的要求，進一步促使自動增益控制(AGC)技術的發展，特別是數字自動增益控制技術。超大規模MIMO技術將繼續在未來的6G移動通信中作為物理層候選關鍵技術之一，規模的擴展促使數字波束成形(DBF)技術的發展。應用挑戰處理速度需要在數據爆炸式增長的情況下，突破更低的處理時延。控制精度針對部分應用場景，突破數字域固有限制，提供與模擬域類似的更小顆粒度的控制步進。綠色低碳應在保證數字處理性能的前提下，進一步簡化和優化處理算法，降低算法復雜度，減輕對芯片工藝的設計需求。1.2.2數字化1.2射頻通信系統發展趨勢發展需求

MassiveMIMO的商用部署和超大規模MIMO的研究推廣，進一步推動射頻收發機向著集成化、小型化方向發展，例如：原本2T2R和4T4R的射頻集成電路(RFIC)逐漸8T8R，甚至16T16RRFIC取代。原本分離的數字前端(DFE)和RFIC逐漸集成到了一起，構成片上射頻系統(RFSoC)。原本采用混合波束成形(HBF)架構的MassiveMIMO，在某些場景下，去掉射頻前端龐大的模擬移相陣列，全部通過DBF來實現。應用挑戰極簡天線突破常規設計思維，基于給定的濾波器規格，設計傳輸相位可實現0~360°切換的濾波函數。陣列互耦在0.5波長陣列間距下，控制天線近場分布，減少列間干擾，實現相對獨立的環境。隔離干擾對射頻收發機隔離干擾提出了更高的指標和挑戰。散熱設計散熱設計是一項系統工程，主要包括優化設計芯片的功耗、降低數字處理算法復雜度、降低射頻后端損耗、提高功放效率和提升整機電源效率等等。1.2.3集成化謝謝大家！射頻通信全鏈路系統設計第2章射頻通信系統設計基礎第2章射頻通信系統設計基礎學習目標了解通信鏈路基本框架。從微觀角度，掌握當前移動通信信號元素的構成；從宏觀角度，理解整個信號發射、傳輸和接收的實現過程。掌握射頻設計的相關入門知識，包括噪聲、峰均比、非線性、阻抗匹配和采樣轉換等基本概念。理解各射頻單元電路的工作原理、關鍵指標，通過實例掌握相關應用設計方法。主要包括功率放大器、低噪聲放大器、混頻器、射頻開關、衰減器、射頻濾波器、功率檢波器、時鐘鎖相環、直接數字頻率合成器、功率分配器、耦合器、移相器、天線等單元電路。了解相關射頻處理算法的基本概念和設計方法，從射頻通信系統角度，梳理電路和算法的相輔相成關系。第2章射頻通信系統設計基礎知識框架2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道2.1.2信號構成2.1.3信號調制與解調2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲2.2.2峰均比2.2.3非線性2.2.4阻抗匹配2.2.5采樣轉換2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器2.3.2低噪聲放大器2.3.3混頻器2.3.4射頻開關2.3.5衰減器2.3.6射頻濾波器2.3.7功率檢波器2.3.8時鐘鎖相環2.3.9直接數字頻率合成器2.3.10功率分頻器2.3.11耦合器2.3.12移相器2.3.13天線2.4射頻基本算法2.4.1載波聚合2.4.2數字變頻2.4.3削波2.4.4數字預失真2.4.5自動增益控制2.1基本通信鏈路典型通信系統基本鏈路模型如下圖所示。系統將需要傳輸的信息經過編碼、交織、脈沖成形后，從時域和頻域兩個層面轉換為中頻信號。為了減小天線尺寸，方便無線頻譜資源管理，需要將信號調制到較高頻段進行發射傳輸，然后經過無線信道，到達接收機后，對接收到的信號進行解調，恢復為中頻信號，最后經過采樣判決、去交織、譯碼等操作，獲取傳輸的原始信息。下面主要從射頻通信角度出發，對無線信道、信號構成和信號調制與解調進行相關介紹。2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道移動通信的便利性是建立在無線信道的有效傳輸基礎上，理解無線信道是掌握無線通信先進技術的前提條件。噪聲與干擾信道中除了傳輸有用信號外，還存在各種噪聲和干擾，這些噪聲和干擾可能會使信號失真并導致誤碼。無線通信中的噪聲主要包括接收機中產生的噪聲和進入天線的自然噪聲。在進行收發機設計時，需要根據指標需求，合理優化鏈路結構，降低由于鏈路設計引入的噪聲，后面2.2.1節和4.2節會進行詳細介紹。整個空間環境中，存在多個且多類型的通信設備，各設備間在時域和頻域上會存在一定的相互干擾。在進行收發機設計時，需要根據指標需求，保證發射信號滿足發射頻譜模板的要求，并抑制電磁環境中的其他干擾噪聲，提高接收電路的抗干擾、抗阻塞特性，后面4.3節、4.4節、4.5節、5.4節和5.5節會詳細介紹。2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道信道容量信道容量是指在信道上進行無差錯傳輸所能達到的最大傳輸速率，根據香農公式可以看出，信道容量與信道帶寬、信號信噪比密切相關，通過增大信道帶寬、提高信號信噪比即可提升信道容量。但在實際應用中，由于頻譜資源、電子元件、電磁頻譜管理法規等限制，使得信道帶寬不可能任意擴大。結合2.1.1.1節的分析，無線信道中存在各種噪聲和干擾，會限制傳輸信號的信噪比。因此，在信道帶寬一定的條件下，需要優化收發鏈路，盡可能提高傳輸信號的信噪比，保證信道容量。2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道信道衰落電磁波作為無線通信的媒介，在傳播過程中，會發生衰減，并在遇到障礙物時，引起能量的吸收和電波的反射、散射和繞射等現象。電磁波傳播的物理機制決定了無線信道的衰減特點，衰減一般分為慢衰落和快衰落。慢衰落

一般包括兩種形式：由于距離引起的路徑損耗由于地形遮擋引起的陰影衰落不同工作頻率下的自由空間路徑損耗關系電磁波工作頻率越高，收發天線之間間距越大，兩者造成的自由空間路徑損耗越大2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道多徑效應與快衰落由于信號傳播路徑中可能存起建筑物、山體、樹木等物體，電磁波從發射天線發射出來，會經過多個路徑(包括LOS和NLOS)達到接收機，這一現象稱為多徑效應。不同路徑的傳播距離不同，從而信號到達接收機的時間就有先后。因此，如果在基站發射一個尖脈沖，終端就會接收到一連串的展寬脈沖。二徑信道模型舉例2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成無線信號包括時域和頻域兩個維度的資源，分別對應OFDM符號和OFDM符號內的子載波。下圖為5GNR物理時頻資源結構示意，最小的時頻資源為OFDM符號內的1個子載波，即1個資源單元(RE)。2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成對于時域資源，無線信號通過無線幀(RadioFrame)、子幀(Subframe)和時隙(Slot)進行傳輸。每個無線幀長度為10ms，包含10個子幀，每個子幀長度為1ms。2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成5GNR和4GLTE最大的區別之一就是引入了參數集(Numerology)μ，不同的參數集對應不同的時域資源，參數集μ的取值包括0、1、2、3、4，對應的子載波間隔分別為15kHz、30kHz、60kHz、120kHz、240kHz，子載波間隔越大，1個時隙對應的時間就越短，相應的每個無線幀或子幀包含的時隙數就越多。2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成對于頻域資源，OFDM符號在頻域上的最小單元是具有Sinc函數的子載波，通過子載波間的正交性(即每個子載波的峰值對應其他子載波的過零點)來對抗干擾。子載波間隔為

2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成在頻域內，將連續的12個子載波定義為1個資源塊(RB)。下圖給出了信道帶寬、配置帶寬、保護帶與資源塊RB之間的關系。5GNR中常說的“大帶寬”屬于通道帶寬，比如FR1頻段的100MHz帶寬，FR2頻段中的200M、400MHz帶寬。為減少信道之間的干擾，在通道帶寬邊緣設置有保護帶，除去通道上下邊緣保護帶后，才是通道可配置的最大傳輸帶寬。根據實際的應用調度場景，設備可配置更小的通道帶寬，比如20MHz、10MHz，甚至5MHz等。2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成表格為3GPP協議中不同子載波間隔下部分通道帶寬對應的RB數和最小保護帶寬，有如下2點結論：相同帶寬下，子載波間隔越大，則RB數越小，需要的最小保護帶越大。相同子載波間隔下，通道帶寬越寬，則RB數越多，需要的最小保護帶越寬。最小保護帶寬的計算公式為2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調信號調制的基本思路就是發送端產生高頻載波信號，讓高頻載波的幅度、頻率或相位隨著調制信號變化，攜帶需要傳輸的信號送到接收端，接收端收到后，將攜帶的傳輸信號從調制信號中恢復(解調)出來。下面主要從三角函數的角度，對普通調制與解調、復中頻調制與解調、零中頻調制與解調和實中頻調制與解調進行介紹。普通調制與解調濾除下邊帶調制過程：2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調普通調制與解調

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調復中頻調制與解調

調制過程：復中頻調制包括中頻調制和射頻調制兩個步驟。中頻調制I路和Q路信號在數字域與兩路正交的數控振蕩器(NCO)分別進行混合調制，得到數字中頻信號的實部和虛部分別送入DAC。射頻調制DAC輸出的兩路正交信號與兩路正交的本振信號分別進行調制，然后將調制結果疊加。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調復中頻調制與解調調制過程：

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調復中頻調制與解調解調過程：與調制過程類似，復中頻解調也包括射頻解調和中頻解調兩個步驟。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調復中頻調制與解調射頻解調將接收到的信號分別與兩路正交的本振信號進行解調，解調后的信號經過低通濾波，濾除高頻部分，得到中頻信號。中頻解調忽略射頻解調的帶來的幅度衰減，將射頻解調得到的中頻信號輸入ADC，得到的數字中頻信號與兩路正交的NCO進行混合解調，恢復出I路和Q路信號。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調零中頻調制與解調

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調實中頻調制與解調

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調實中頻調制與解調

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調實中頻調制與解調解調過程：與復中頻解調過程類似，包括射頻解調和中頻解調兩個步驟。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調實中頻調制與解調

中頻解調同樣忽略射頻解調的帶來的幅度衰減，將射頻解調得到的中頻信號與兩路正交的NCO分別進行解調，恢復出I路和Q路信號。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調對比總結普通調制(包括解調)屬于實中頻調制中的射頻部分，零中頻調制又是復中頻調制中的特例。因此，信號調制主要分為復中頻和實中頻兩大類。結合前面分析，給出了相關優缺點對比總結如下表所示。總的來說，隨著數字信號處理能力的提升，以及硬件電路小型化的應用需求，復中頻在設計通信鏈路中的比重越來越高。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲物理系統總是伴有噪聲。相對于有用信號，噪聲屬于干擾源，可位于系統的內部或外部。常見的噪聲形式有熱噪聲、閃爍噪聲、散彈噪聲、等離子體噪聲和量子噪聲。射頻通信知識體系環環相扣，能否深刻理解射頻通信相關基礎知識對于系統全鏈路設計至關重要。熱噪聲熱噪聲是通信系統中最重要的噪聲，以電阻R為例，其在電路中的噪聲功率可分別用串聯電壓源或并聯電流源來描述，相關表達式為室溫下(=290K)的電阻可用噪聲功率可表示為2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數無線通信接收機檢測和處理微弱信號的能力主要由其SNR決定，而SNR常常被來自不同源的疊加噪聲所削弱。二端口網絡的輸出SNR取決于輸入SNR和兩端口的內部噪聲，降低接收鏈路噪聲是提高接收機性能的重要措施。噪聲因子：噪聲因子F定義為總的輸出噪聲功率除以由輸入噪聲功率產生的輸出噪聲功率。可以看出，噪聲因子F等于系統輸入SNR與輸出SNR的比值。注意：上述成立的條件是系統的信號功率和噪聲功率增益相等，即系統是線性的。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數噪聲系數與噪聲因子關系：把噪聲因子F用單位dB表示，即可得到噪聲系數NF的表達式。無源器件噪聲系數：對于無源器件，噪聲系數NF等于插入損耗IL的絕對值，比如3dB無源衰減器，其噪聲系數就是3dB。而此共識需在滿足290K溫度前提條件下才成立。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數噪聲系數的級聯：兩級器件級聯總的噪聲系數分析示例。總的噪聲因子F為以此類推，可擴展到適用于N級級聯的噪聲因子通用公式可以看出，級聯系統中第一級分量對總的噪聲系數具有最顯著的影響。因此，在無線接收機設計中，為了實現鏈路較低的噪聲系數，需要保證前端無源插入損耗盡可能小，并采用高增益低噪聲放大器。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數噪聲系數的影響：射頻通信接收機的輸入本底噪聲可由接收電路總的輸入參考噪聲和噪聲系數表示本底噪聲制約著接收機可以檢測到的最弱信號。從應用角度講，接收機噪聲系數越小，實現的通信距離越遠，接收信噪比SNR越好，誤碼越小，信道容量越高。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數噪聲系數的測試：主要有噪聲系數測量儀和增益間接測試法兩種。使用噪聲系數測試儀是測量噪聲系數最直接的方法，適合測量極低的噪聲系數，但對于噪聲系數較高，且頻率較高的場景，噪聲系數測試儀的測量精度和選擇范圍將大打折扣。而增益間接測量法則是一個很好的低成本解決方案。

噪聲系數測量方法應用比較2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比基本概念：調制后的射頻載波信號帶有數字信息，其瞬時電平呈現一定的隨機性。在不同的調制方案和信號統計下，某個時刻射頻載波信號的電平可能會非常大，也可能會很小，其典型時域波形如下圖所示。可看出，雖然在某些特定時刻的信號電平很大，但信號整體的平均電平遠小于瞬時幅度的峰值電平。2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比基本概念：峰值功率與平均功率之比就稱為峰均比(PAPR)，通常以dB表示為上述信號在一個周期內的信號峰值功率與其他周期內的峰值功率可能不一樣，同理，每個周期的均值功率也可能不一樣，所以，峰均比需要考察在一個較長時間的峰值功率和均值功率。峰值功率也并不是某一最大值，而是一定概率下較大值的集合，通常取0.01%。在概率為0.01%處的峰均比，一般稱為峰值因子(CF)。

對于射頻通信系統，信號峰均比越大，對功率放大器的功率等級要求越高。2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比

16QAM星座圖假設每個星座點出現的可能性一樣，可以得到功率值為1的星座點出現的概率為4/16。同理，可得功率值為5的星座點出現的概率為8/16，功率值為9的星座點出現的概率為4/16。因此，在一段較長時間內發送的信號平均功率為

2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比測試方法：依據前面分析，峰均比屬于一個統計概念，因此，引入了互補累積分布函數(CCDF)來表示信號峰均比的統計特性，其定義為信號峰均比值超過某一門限值的概率。

下圖為64QAM調制信號的CCDF仿真曲線與功率分布數據。可以看出，64QAM基帶單載波的仿真峰均比為3.68dB，與表2-5中的理論數據相對應。經過OFDM調制后的峰均比為9.42dB，即信號超過均值功率9.42dB的概率為0.01%，相比64QAM調制的理論單載波射頻信號，采用OFDM的多載波系統峰均比增大了近3dB。2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比測試方法：下圖給出了信號峰均比測量的實驗框圖。為了保護后端測試儀器不被前端待測發射機的大功率信號損壞，一般需要在后端測試儀器和前端待測發射機之間接了一個衰減器。具體衰減器的值主要由前端待測發射機的輸出功率決定，如果衰減器值過小，后端測試儀器可能會受損；如果衰減器值過大，后端測試儀器的動態范圍可能不夠，影響測試準確度。2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性模型系統模型參數，與器件工作點相關不滿足疊加原理的系統幾乎所有物理系統都是非線性的典型器件：功率放大器非線性解析輸入信號輸出信號可表示為直流基波二次諧波三次諧波(包含失真量)器件的非線性會導致輸出產生各類失真2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性表征諧波失真增益壓縮

基波諧波

1dB壓縮點2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性表征互調失真

三階互調鄰道泄露寬帶信號，鄰道功率比ACPR和鄰道抑制比ACLR2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性測試測諧波→

評估后級濾波器指標信號源

+頻譜儀確保信號源輸出“無”諧波→加濾波確保頻譜儀輸入“無”失真→加衰減頻譜儀動態范圍制約著低失真分量的測量加入陷波器或高通濾波器僅保留諧波分量注意回損變化對DUT的影響2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性測試測P1dB→

評估輸入功率回退量(a)信號源+頻譜儀(功率計)(b)矢量網絡分析儀2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性測試測互調

→

評估互調干擾、交調失真等

2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性測試通過三階互調評估鄰道泄露n個等間距多音信號的三階非線性輸出信號頻譜考慮信號峰均比PAPR鄰道抑制比ACLR測試測試注意點：占用帶寬、保護帶、通道間隔的設置適當縮小頻譜儀分辨帶寬RBW，改善動態啟動噪聲校正，減去本底噪聲2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配射頻電路中各模塊間或負載與傳輸線間都需要阻抗匹配，阻抗匹配的必要性在于：為了使射頻能量注入負載，可以向負載傳輸最大功率；在天線、低噪聲放大器或混頻器等接收機前端改善噪聲系數性能；實現發射機最大功率傳輸，提高發射機效率，降低設備功耗；濾波器或選頻回路前后匹配使其發揮最佳性能。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

在實際工程應用中，往往無法實現源端內阻和負載阻抗與傳輸線特征阻抗的完全匹配，如果采用無反射匹配方式，則需要在傳輸線兩端添加匹配網絡，如下圖所示，實現源端內阻和傳輸線、以及負載阻抗與傳輸線的無反射匹配，即在整個電路上的任何節點都不存在反射。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

最大功率傳輸定理2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

共軛匹配仿真驗證：2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

綜合對比無反射匹配和共軛匹配兩種形式，共軛匹配具有實現成本低、具備最大功率傳輸等優點，因此被廣泛應用在射頻微波系統的阻抗匹配電路中。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——網絡類型從網絡結構上講，匹配網絡主要包括L型、π型和T型3類網絡。

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——網絡類型

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——基于Smith圓圖的匹配網絡設計

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——基于Smith圓圖的匹配網絡設計從阻抗與導納互逆的關系上來說，阻抗圓圖上半圓的電抗為正，表示電阻與電感串聯，其中心對稱點在下半圓，下半圓為負的感納，表示電導與感納并聯。阻抗圓圖下半圓的電抗為負，表示電阻與電容串聯，其中心對稱點在上半圓，上半圓為正的容納，表示電導與容納并聯。因此，在使用Smith圓圖匹配過程中，有如下結論：串聯元件，在Smith圓圖上的相應阻抗點沿等電阻圓移動。串聯電感，沿等電阻圓順時針移動；串聯電容，沿等電阻圓逆時針移動。并聯元件，在Smith圓圖上的相應阻抗點沿等電導圓移動。并聯電感，沿等電導圓逆時針移動；并聯電容，沿等電導圓順時針移動。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——應用設計以Qorvo公司的超寬帶低噪聲放大器QPL9503為例，使用ADS軟件對其n77頻段(3.3~4.2GHz)進行輸入阻抗匹配。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——應用設計以Qorvo公司的超寬帶低噪聲放大器QPL9503為例，使用ADS軟件對其n77頻段(3.3~4.2GHz)進行輸入阻抗匹配。在n77頻段內，兩種匹配方式的回波損耗均優化到了10dB以上，且“串聯電感+并聯電容”的匹配方式回波損耗性能更優，但由于(b)中電感值的相對過小，實際應用中會產生加大誤差。因此，從工程角度上講，優選“串聯電容+并聯電感”的匹配方式。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換采樣的主要作用是完成數字信號與模擬信號之間的轉換，在射頻通信鏈路中起到舉足輕重的作用，涉及到的器件包括ADC和DAC。下面將討論采樣定理、量化效應、采樣抖動以及轉換器的相關指標參數。2.2.5.1 采樣定理與采樣過程在數字通信系統中，模擬信號變換為數字形式首先需要進行采樣處理，這個過程包括采樣和保持兩部分。在最大頻率以外沒有頻譜分量的帶限信號可完全由一系列均衡的空間離散時間采樣來重構，前提是需要滿足Nyquist準則，即

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣定理與采樣過程

信號采樣抗混疊濾波器的設計考慮

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣定理與采樣過程典型的采樣與保持電路如下圖所示。理想的采樣保持放大器(SHA)是一個簡單的開關，用于驅動保持電容及其后的高輸入阻抗緩沖器。緩沖器的輸入阻抗必須足夠高，以便電容可以在保持時間內放電少于1LSB。SHA在采樣模式中對信號進行采樣，而在保持模式期間則保持信號恒定。同時調整時序，以便ADC編碼器可以在保持時間內執行轉換。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——量化噪聲模型理想轉換器對信號進行數字化時，最大誤差為±?LSB，如下圖(a)的一個理想N位ADC的傳遞函數所示。對于任何橫跨整個LSB的交流信號，其量化誤差可通過1個峰峰值幅度為q(1個LSB權重)的非相關鋸齒波來近似計算，實際量化誤差發生在±?q范圍內任意點的概率相等。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——量化噪聲模型對于量化誤差與時間的關系。同樣以一個簡單的鋸齒波形進行分析，鋸齒誤差的計算表達式為

理論SNR可通過一個滿量程輸入正弦波來計算輸入正弦波信號的均方根值為因此，理想Ｎ位轉換器的均方根信噪比為2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——量化噪聲模型

處理增益的量化噪聲頻譜如下圖所示，通過提高采樣率(即過采樣)和數字濾波，降低轉換器量化噪聲2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣時鐘抖動效應轉換器是在采樣時鐘的作用下，基于相同的時間間隔采樣并產生模擬信號，或對連續的模擬信號產生一些列定期樣本，因此采樣時鐘的穩定性相當重要。如果在采樣期間采樣位置存在輕微抖動(即時鐘抖動)，采樣變得不再均勻，會導致實際采樣時間產生不確定性。時鐘抖動屬于時鐘源定時邊緣的隨機變化，而轉換器一般使用時鐘邊緣來控制采樣點，采樣點的偏差將會產生采樣電壓的測量誤差。采樣時鐘抖動導致采樣電壓誤差2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣時鐘抖動效應采樣時鐘抖動可通過SNR來衡量，如果輸入為一正弦信號，其表達式為對信號求其時間導數，得對上述導數求其均方根(RMS)值，得

同樣，如果使用數字濾波來濾除帶寬BW以外的噪聲成分，則公式須包括處理增益校正系數。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣時鐘抖動效應時鐘抖動屬于信號質量的時域參數，與之對應的頻域參數稱為相位噪聲，后面章節具體講述了兩者的概念和轉換方法。時鐘抖動一般規定在某個頻率范圍內，該頻率通常偏離基本時鐘頻率10kHz到10MHz，并將其整合到一起獲取抖動信息。但是，低端的10kHz和高端的10MHz有時并非正確的計算邊界，右圖描述了設置正確整合限制的重要性，圖中的相位噪聲圖以每十倍頻抖動內容覆蓋。如果將下限設定為100Hz偏移，上限設定為100MHz偏移，得到時鐘抖動將從205fs增大至726fs。可以看出，不同的頻率偏移上下限將產生較大差異的時鐘抖動數據。在實際設計過程中，頻率偏移的上下限設定遵循一定規則。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數轉換器的主要性能參數包括分辨率、采樣率、孔徑抖動、信噪比、信納比、無雜散動態范圍、總諧波失真、采集時間、電源抑制比、時鐘壓擺率、串擾、微分非線性和積分非線性，掌握轉換器的性能參數對使用和設計轉換器至關重要。(1)分辨率N/ENOBADC分辨率用于表示模擬輸入信號的bit位數。提高分辨率可以更為準確地復現模擬信號。使用較高分辨率的ADC也能降低量化誤差。對于DAC，分辨率與此類似：DAC分辨率用于表示模擬輸出信號的bit位數，DAC的分辨率越高，增大編碼時在模擬輸出端產生的步進越小。滿幅、正弦輸入波形的ENOB：對于較低的信號幅度，在計算ENOB時有必要增加一個校正系數：2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(4)信噪比SNRSNR是給定時間點有用信號幅度與噪聲幅度之比，該值越大越好。限制轉換器SNR的主要因素包括量化噪聲、時鐘抖動和熱噪聲，這3類因素導致的噪聲不相關，因此轉換器的總SNR可表示為

時鐘抖動由外部采樣時鐘抖動和內部孔徑抖動構成。熱噪聲在前面進行了簡單介紹，熱噪聲是所有電子元件固有的一種現象，是電導體內電荷物理運動的結果，即使不施加輸入信號，也能測得熱噪聲。熱噪聲通常服從高斯分布。熱噪聲屬于轉換器設計的函數，對于轉換器的應用設計人員基本無法影響器件的熱噪聲。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(4)信噪比SNR對于較高分辨率的轉換器，其量化噪聲對整體SNR貢獻較小，整體SNR主要受時鐘抖動和熱噪聲限制。較高分辨率轉換器SNR受時鐘抖動和熱噪聲限制轉換器SNR估算舉例2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(5)信納比SINAD信納比(SINAD)是指信號滿幅均方根與所有其他頻譜成分(包括諧波但不含直流)的和方根的平均值之比。

相比SNR，SINAD可以更好的反應轉換器的整體動態性能，因為其包含了所有構成的噪聲和失真成分。(6)無雜散動態范圍SFDR無雜散動態范圍(SFDR)常用于衡量轉換器在雜散分量干擾基本信號或導致基本信號失真之前可用的動態范圍。SFDR的定義是基于有用信號均方根值與從直流到二分之一采樣率范圍內測得的輸出峰值雜散信號均方根值之比。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(7)總諧波失真THD總諧波失真(THD)為所有諧波(二階、三階、四階等)的和方根值與信號方根值的比值，以dB為單位表示。在THD測量中，一般只有前五個或六個諧波。

在許多實際場合中，甚至僅考慮二階和三階諧波而不考慮更高階諧波，所帶來的誤差基本可忽略了，因為更高階項的幅度往往大幅降低。

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(9)電源抑制比PSRR電源抑制比(PSRR)為電源電壓變化與滿幅誤差變化之比，以dB為單位表示，表現為電源紋波如何與ADC輸入耦合并顯示在其數字輸出上或DAC輸出耦合并顯示在其模擬輸出上。一般而言，電源上的無用信號與轉換器的輸入范圍相關。例如，如果電源上的噪聲是20mV均方根而轉換器輸入范圍是0.7V均方根，則輸入上的噪聲是-31dBFS。如果轉換器的PSRR為30dB，則相干噪聲會在輸出中顯現為一條-61dBFS譜線。在確定電源將需要多少濾波和去耦時，PSRR指標尤其有用。(10)時鐘壓擺率SR時鐘壓擺率(SR)是實現額定性能所需的最小壓擺率。多數轉換器在時鐘緩沖器上有足夠的增益，以確保采樣時刻界定明確。提高時鐘壓擺率可縮短轉換器轉換時間，從而縮短閾值期間存在噪聲的時間，有效降低引入系統的均方根抖動。(11)串擾Crosstalk串擾表示每個模擬通路與其它模擬通路的隔離程度，通常以dB為單位表示。對于具有多個通道的ADC，串擾指從一路模擬輸入信號耦合到另一路模擬輸入的信號總量；對于具有多路輸出通道的DAC，串擾是指一路DAC輸出更新時在另一路DAC輸出端產生的噪聲總量。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(12)微分非線性DNL對于ADC，觸發任意兩個連續輸出編碼的模擬輸入電平之差應為1LSB，實際電平差相對于1LSB的偏差被定義為DNL；

對于DAC，理想DAC響應的模擬輸出值應嚴格相差一個LSB，DNL誤差為連續兩個DAC編碼實測輸出響應與理想輸出響應之差。(13)積分非線性INL實際傳遞函數與傳遞函數直線的偏差。INL也稱為轉換器的線性度，其可以規范告訴設計人員在校正系統增益誤差和失調誤差后轉換器能夠提供的最佳精度。謝謝大家！射頻通信全鏈路系統設計第2章射頻通信系統設計基礎第2章射頻通信系統設計基礎學習目標了解通信鏈路基本框架。從微觀角度，掌握當前移動通信信號元素的構成；從宏觀角度，理解整個信號發射、傳輸和接收的實現過程。掌握射頻設計的相關入門知識，包括噪聲、峰均比、非線性、阻抗匹配和采樣轉換等基本概念。理解各射頻單元電路的工作原理、關鍵指標，通過實例掌握相關應用設計方法。主要包括功率放大器、低噪聲放大器、混頻器、射頻開關、衰減器、射頻濾波器、功率檢波器、時鐘鎖相環、直接數字頻率合成器、功率分配器、耦合器、移相器、天線等單元電路。了解相關射頻處理算法的基本概念和設計方法，從射頻通信系統角度，梳理電路和算法的相輔相成關系。第2章射頻通信系統設計基礎知識框架2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道2.1.2信號構成2.1.3信號調制與解調2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲2.2.2峰均比2.2.3非線性2.2.4阻抗匹配2.2.5采樣轉換2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器2.3.2低噪聲放大器2.3.3混頻器2.3.4射頻開關2.3.5衰減器2.3.6射頻濾波器2.3.7功率檢波器2.3.8時鐘鎖相環2.3.9直接數字頻率合成器2.3.10功率分頻器2.3.11耦合器2.3.12移相器2.3.13天線2.4射頻基本算法2.4.1載波聚合2.4.2數字變頻2.4.3削波2.4.4數字預失真2.4.5自動增益控制2.3射頻單元電路一個射頻通信系統是由若干個完成特定功能的單元電路組成，通過各單元電路之間的配合工作，一起完成整個信號處理過程。要想成功設計出一個合理射頻通信鏈路，首先就需要理解各射頻單元電路的工作原理、關鍵指標，掌握相關應用設計方法。2.3.1功率放大器功率放大器(PA)，簡稱功放。用于發射機末級，將已調制的頻帶信號放大到所需的功率值，送到天線中發射，保證在設定區域內的接收機能收到所需的信號電平，并不干擾其他信道通信。關鍵指標(1)工作頻段

2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——關鍵指標(2)輸出功率

(3)功率效率

2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——關鍵指標(4)功率增益輸出功率與輸入功率的線性比值，表征功率放大器的放大特征，通常用對數dB表示。結合前端驅放輸出能力和產品最大輸出功率來評估功率放大器的增益，一般來講，功率放大器的輸出功率越高，其增益就相對越低。此外，對于寬帶功率放大器而言，將其工作帶寬內的最大增益和最小增益之差用來評估增益平坦度性能。(5)線性度射頻功率放大器按照工作狀態可分為線性放大器和非線性放大器兩種，非線性放大器具有較高效率，而線性放大器最高理論效率只有50%。因此，從效率角度來看應盡可能采用非線性放大器，但非線性放大器在放大輸入信號的同時也會產生一系列新的非線性頻譜分量，影響信號質量。在設計選型中，應分析產品被放大信號的峰均比以及諧波、鄰道功率比等需求，并結合DPD算法性能，對功率放大器的1dB壓縮點、三階截點、鄰道功率抑制比、誤差矢量幅度等非線性指標進行評估。2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——關鍵指標(6)輸出噪聲功率放大器在放大有用信號的同時，也伴隨著底噪的抬升。在設計應用中，主要有兩種場景對功率放大器輸出噪聲有著更為苛刻的需求：發射功率大動態場景FDD雙工場景必須盡可能抑制功率放大器的帶外噪聲，降低底噪的抬升。(7)端口阻抗阻抗匹配可以使向下一級進行能量傳輸時的損耗盡可能小，使輸出回波損耗、噪聲系數、失真和穩定性達到最優化。功率放大器的輸入/輸出阻抗為復阻抗，且大功率晶體管的輸出阻抗隨輸出功率的增大而降低。功率晶體管復數串聯輸入/輸出阻抗2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器工作類型根據功率放大器功率管工作模式的差異，可分為電流源式(即跨導式)和開關式兩大類。其中，工作于電流源式下的放大器根據導通角的不同分為A類、B類、AB類和C類，導通角由放大器偏壓決定。工作于開關式下放大器作為開關，放大器導通和截止分別相當于開狀態和關狀態，根據輸出端波形整形電路的不同具體可分為D類、E類、F類等。功率放大器分類樹狀圖2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——工作類型工作于電流源式下的A類、AB類和B類屬于線性放大器，但效率不高。工作于開關式下的D類、E類和F類屬于非線性放大器，線性差但擁有較高的效率。對于B類和C類放大器，通常在輸出端增加能進行波形整形的諧波控制網絡，使得漏極電壓和電流不在一個周期內共存，降低功消，提高效率。功率放大器按導通角分類特點比較2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——工作類型電