第2章 數據通信的傳輸

1本章內容、重點和難點本章內容數據傳輸介質、信道容量和數據傳輸信號碼型。數據信號的基帶傳輸、頻帶傳輸和數字傳輸。復用技術和數據通信網。本章重點數據信號基帶傳輸系統的構成模型和波形形成。數據信號頻帶傳輸的調幅、調相和調頻。數據信號數字傳輸的實現方法和復用方法。本章難點基帶傳輸系統的波形形成。頻帶傳輸系統的調幅、調相。第2章 數據通信的傳輸2學習本章目的和要求了解數據傳輸的介質、信道容量和數據信號碼型。掌握數據信號的基帶傳輸系統構成模型和波形形成。掌握頻帶傳輸中的調幅、調相和調頻。掌握數字傳輸的實現方式和復用方法。第2章 數據通信的傳輸32.1數據傳輸介質數據通信中采用的物理傳輸介質可分為有線和無線兩大類。有線傳輸介質有雙絞線、同軸電纜和光纖等。無線傳輸介質有無線電波、微波和衛星等。42.1數據傳輸介質1．有線傳輸介質（1）雙絞線雙絞線（TP）是由兩根具有絕緣保護層的銅導線互絞在一起構成，并由此而得名。根據組成雙絞線的兩根銅導線是否屏蔽，可將雙絞線分為屏蔽雙絞線（STP）和非屏蔽雙絞線（UTP）兩種，如圖2-1所示。UTP有1類線、2類線、3類線、4類線、5類線、超5類線、6類線和7類線等，其主要區別在于單位距離上的旋絞次數。52.1數據傳輸介質（2）同軸電纜同軸電纜（CoaxialCable）由內部導體環繞絕緣層以及絕緣層外的金屬屏蔽網和最外層的護套組成，如圖2-2所示。同軸電纜又分為基帶同軸電纜（阻抗50）和寬帶同軸電纜（阻抗為75）。基帶同軸電纜用于數字傳輸，寬帶同軸電纜用于模擬傳輸。CATV電纜就是寬帶同軸電纜。在局域網中多使用基帶同軸電纜，基帶同軸電纜又分為粗同軸電纜和細同軸電纜。與雙絞線比較，同軸電纜可支持極寬的頻寬和具備極好的噪音抑制特性，故可同時傳輸數據、話音及影像。62.1數據傳輸介質（3）光纖光纖是導光性能極好、直徑很細的圓柱形玻璃纖維。光纖的基本結構有裸光纖和涂覆光纖兩種結構。裸光纖由兩部分組成，中間部分稱為“纖芯”，直徑d1＝4μm～50μm，外層部分稱為“包層”，直徑d2＝125μm。為保護光纖不受損害和增加機械強度，要對光纖進行涂覆，經涂覆后的光纖稱為涂覆光纖，涂敷后的光纖外徑約1.5mm。光纖可以分為單模光纖和多模光纖。單模光纖只傳輸一種模式，纖芯直徑約為4μm～10μm，包層直徑為125μm。而多模光纖傳輸多個傳導模式，其纖芯直徑一般為50μm，包層外徑也為125μm。光纖傳輸的主要優點是：頻帶寬，速度高；損耗小，傳輸距離遠；抗電磁干擾和核輻射能力強；保密性好，無串話干擾；尺寸小，重量輕，便于施工和鋪設；節約有色金屬等。72.1數據傳輸介質圖2-1雙絞線示意圖圖2-2同軸電纜示意圖圖2-3光纖結構示意圖82.1數據傳輸介質

2．無線傳輸介質

（1）無線電波無線電波（Radio）主要應用于無線電廣播、電視廣播及通信領域。ITU-R已將無線電波的頻率劃分為若干波段，即低頻（LF）、中頻（MF）、高頻（HF）、甚高頻（VHF）、特高頻（SHF）、超高頻（UHF）和極高頻（EHF）。低頻的范圍約30kHz～300kHz，中頻的范圍約300kHz～3MHz，依次類推。在低頻和中頻波段內的無線電波傳播距離有限，一般為幾百千米范圍內。長波、中波和中短波用此方式進行無線電廣播。在高頻和甚高頻波段內的電波傳播距離較遠。短波廣播最適宜以此形式傳播，一般可達到幾千千米以外。92.1數據傳輸介質

（2）微波微波（Microwave）通常是利用1GHz～20GHz范圍內的電波來進行傳輸，是一種利用電磁波在對流層的視距范圍內傳輸的方式。高頻的微波的一個重要特性是沿著直線傳播，兩站間的通信距離一般為30km～50km，長距離傳輸時，需建立多個中繼站來接力。

（3）衛星衛星通信是微波通信的一種方式，其使用的波段和微波通信一樣，目前用得較多的是4/6GHz頻段，只不過它是依靠地球同步衛星作為中繼站來轉發微波信號。優點：可克服地面微波通信距離的限制。缺點：傳播延遲時間長。適合于遠距離的通信。102.2數據傳輸信道容量信道容量是指在單位時間內所能傳送的最大信息量，即信道的最大傳信速率，單位是比特/秒（bit/s）。與數據傳信速率的區別是，前者表示信道的最大傳信速率，是信道傳輸數據能力的極限，而后者是實際的數據傳輸速率。

1．模擬信道的信道容量模擬信道的信道容量可以根據香農（Shannon）定律計算。 （bit/s）其中，S為信號功率，N為噪聲功率，S/N是平均信號噪聲功率比，通常把信噪比表示成10log(S/N)分貝（dB）；B為信道帶寬，C為信道容量。112.2數據傳輸信道容量

【例2-1】若信道帶寬為3000Hz，信號噪聲功率比為30dB，求信道容量。

解因為10log(S/N)=30，所以S/N=1030/10=1000，即當信號噪聲功率比為30dB時，信號功率比噪聲功率大1000倍，則該信道容量為

可見，信道容量是在一定S/N下信道能達到的最大傳信速率，實際通信系統的傳信速率要低于信道容量。122.2數據傳輸信道容量

2．數字信道的信道容量數字信道的信道容量可以依據奈奎斯特（Nyquist）準則計算。奈奎斯特準則指出：帶寬為BHz的信道，所能傳送的信號的最高碼元速率（即調制速率）為2B波特。數字信道的信道容量C可表示為 C=2Blog2M（bit/s）其中，M為碼元符號所能取的離散值個數，即指M進制。【例2-2】設數字信道的帶寬為3000Hz，采用16進制傳輸，計算無噪聲時該數字信道的通信容量。

解

C=2Blog2M=2×3000×log216=24000（bit/s）132.3數據傳輸信號碼型電脈沖的形狀稱為數據信號波形，而把電脈沖序列的結構形式稱為數據信號的碼型。在數據通信中常用的基本碼型有單極性不歸零碼（NRZ）、單極性歸零（RZ）碼、雙極性不歸零（BPNRZ）碼（BPNRZ）、雙極性歸零（BPNRZ）碼、傳號交替反轉碼（AMI）、差分碼和多電平碼等，如圖2-4所示。

NRZ常在近距離傳輸時（比如在印刷板內或相近印刷板之間傳輸時）被采用。RZ碼形在近距離內實行碼形變換時使用。BPNRZ在ITU-TV系列接口標準或RS-232接口標準中使用。差分碼，這是一種把要傳的“1”、“0”信號反映在相鄰碼元的相對變化上的波形，也稱相對碼，在DPSK調制中使用。多電平碼在高速傳輸系統中采用是適宜的。142.3數據傳輸信號碼型圖2-4常用數據序列形式152.4數據信號的基帶傳輸數據終端輸出的數據信號代碼序列稱為基帶數據信號。基帶數據信號的頻譜是從零頻或近于零頻率開始，一直到一定的頻率，這種基帶數據信號所占的頻帶稱為基帶。不搬移基帶信號頻譜的傳輸方式稱為基帶傳輸。162.4.1基帶傳輸系統的構成模型1．基帶數據信號的頻譜特性若令g1(t)代表二進制數據符號“0”，g2(t)代表二進制數據符號“1”，碼元的間隔為T。則數據信號序列可表示為 （2-1）式中：可見，基帶數據信號序列為一隨機信號，如這一序列是以單極性不歸零矩形脈沖序列表示，則g1(t)=0，g2(t)是幅度為A、寬度為T的矩形脈沖，其數據序列如圖2-5所示。172.4.1基帶傳輸系統的構成模型圖2-63種隨機數據序列功率譜密度圖2-5數據信號序列示意圖182.4.1基帶傳輸系統的構成模型圖2-6畫出了三種碼型功率譜密度，圖中用箭頭表示離散線譜。從圖2-6可以看出，隨機數據信號序列功率譜可能包括兩個部分：連續譜和離散譜。

連續譜部分總是存在的，而離散譜部分，在某些情況下可能沒有。離散譜分量的存在決定了是否可直接從序列中提取時鐘信息。可見：脈沖寬度越寬其能量集中的范圍就越小，反之能量集中的范圍就越大，或者說信號碼元周期越大，主要能量所占的帶寬就越小，反之越小，主要能量所占的帶寬就越大。

了解數據信號的功率譜密度有兩個意義：（1）大致掌握傳輸某一數據信號所需的基帶寬度；（2）利用它的離散譜是否存在可知能否從脈沖序列中直接提取時鐘信息。192.4.1基帶傳輸系統的構成模型

2．基帶數據傳輸系統構成模型基帶傳輸系統的基本構成模型如圖2-7所示。發送濾波器的作用是限制信號頻帶并起波形形成作用；信道是信號的傳輸媒介，可以是各種形式的電纜；接收濾波器用來濾除帶外噪聲和干擾，并起波形形成作用；均衡器用來均衡信道畸變；取樣判決電路的作用是進一步排除噪聲干擾和提取有用信號，以恢復發送端的數碼。圖中{ak}是發送的數據序列，若用沖激脈沖來代表序列，則送入發送濾波器的波形f(t)可寫成：（2-2）

圖2-7基帶數據傳輸系統構成模型202.4.2理想低通網絡波形形成

（1）理想低通傳輸特性的沖激響應假定圖2-7中從1點到2點的系統傳輸特性是理想低通傳輸特性，如圖2-8所示。其傳輸函數可表示為

（2-3）式中，fN為截止頻率，td為固定時延。根據信號與傳輸理論可知，網絡對單位沖激脈沖

(t)的響應，就是網絡傳遞函數的付立葉反變換，即 （2-4）其響應h(t)的波形如圖2-9所示。≤212.4.2理想低通網絡波形形成

圖2-8理想低通傳輸特性222.4.2理想低通網絡波形形成

圖2-9理想低通的沖激響應232.4.2理想低通網絡波形形成

由圖可見，理想低通沖激響應的特點是：

①在t=td處有最大值（2fN），通常可令td=0；②在最大值兩邊作均勻間隔的衰減波動，以t=td為中心，每隔1/2fN秒有一個過零點。用式（2-2）所表示的數據序列沖激脈沖加到低通濾波器的輸入端，則按疊加定理，每個沖激脈沖

(t)在濾波器輸出都產生一個如圖2-9所示的響應波形。濾波器的輸出響應為 （2-5）將式（2-4）代入式（2-5）可得 （2-6）242.4.2理想低通網絡波形形成

例如，求am碼元的取樣判決值，令取樣時刻為t=td+mT，這時是第am碼元最大值出現的時刻，即 （2-7）上式中am2fN正是第m發送碼元在接收端輸出的取樣值，而第二項為第m碼元前后碼元對m碼元的干擾，稱為碼間干擾或符號間干擾。如果在發送輸端是按T=1/2fN的間隔來傳送數據序列，則式（2-7）中的第二項為零，即sin2fN

(m?k)T=sin(m?k)=0，于是這時的取樣值為y(t)|t=td+mT=

am2fN。≤252.4.2理想低通網絡波形形成

（2）奈氏第一準則前面的這種碼元傳輸速率與傳輸系統特性之間的配合關系，稱為奈奎斯特第一準則，這時的碼元速率為2fN波特。

奈氏第一準則是：如系統等效網絡具有理想低通特性，且截止頻率為fN時，則該系統中允許的最高碼元（符號）速率為2fN，這時系統輸出波形在峰值點上不產生前后符號間干擾。fN稱為奈奎斯特頻帶，2fN波特稱為奈奎斯特速率，稱為奈奎斯特間隔。定理表明，若輸入數據以2fN波特的速率進行傳輸時，則在抽樣時刻上的碼間干擾是不存在的；如果該系統用高于2fN波特的碼元速率傳送時，將存在碼間干擾。也就是說，在奈奎斯特頻帶fN內，2fN波特是極限速率，所以系統的最高頻帶利用率為2Bd/Hz。262.4.3具有幅度滾降特性的低通網絡波形形成

（1）具有幅度滾降特性的低通網絡的提出

理想的低通濾波特性無法實現。

即使獲得了相當逼近理想的特性，波形h(t)的“尾巴”——衰減振蕩幅度較大，對接收端時鐘信號準確度要求極高。尋求一個傳輸系統，它既可物理實現，又能滿足奈氏第一準則的基本要求：速率為2fN的數據信號通過系統后能在所有按間隔的取樣點處不產生碼間干擾，這就是具有幅度滾降特性的低通網絡。272.4.3具有幅度滾降特性的低通網絡波形形成

（2）幅頻特性滾降的傳遞函數

滾降特性：對不可實現的理想低通特性的幅頻特性加以修改，使它在fN處不是垂直截止特性，而是有一定的緩變過渡特性（或圓滑），這種緩變過渡特性稱為滾降特性。為能滿足奈氏準則要求形成滾降特性的條件是過理想低通特性的點處作奇對稱的函數所形成的特性，如圖2-10所示。282.4.3具有幅度滾降特性的低通網絡波形形成

圖2-10幅頻特性滾降的傳遞函數292.4.3具有幅度滾降特性的低通網絡波形形成

滾降系數：由于奇對稱的滾降條件，截止頻率fN具體展寬的數值與所實現的滾降特性有關。引入滾降系數的概念。 （2-8）式中，a為滾降系數，f為截止頻率所增加的頻帶。f的取值應在0～fN內，則的取值應是在0～1的范圍內。

滾降低通網絡的頻帶為 B=(1+a)fN （2-9）302.4.3具有幅度滾降特性的低通網絡波形形成

（3）升余弦幅頻滾降特性多種幅頻特性可以滿足滾降的條件，即要求系統的幅頻對于點奇對稱稱，采用較多的是升余弦形狀的幅頻特性，如圖2-11所示，其中只畫出正頻域部分。圖2-12給出了升余弦形狀的幅頻特性網絡沖激響應h(t)的曲線。由圖可見，值越大，其沖激響應的尾巴衰減越快，因此允許取樣定時相位有較大的偏移。然而，值越大，頻帶利用率就越小，因為這時頻帶利用率為

（Bd/Hz） （2-10）當=1時，頻帶傳輸效率為每赫茲1Bd。312.4.3具有幅度滾降特性的低通網絡波形形成

圖2-11升余弦幅頻滾降特性322.4.3具有幅度滾降特性的低通網絡波形形成

圖2-12升余弦滾降低通的響應

圖中為滾降系數。

=0表示沒有滾降，即理想低通情況；

=1表示最大滾降，其沖激響應的尾巴衰減很快。332.4.4部分響應形成系統

問題提出：

理想低通特性的系統，達到理論上的極限傳輸速率2Bd/Hz。但其第一個零點以后的“尾巴”振蕩幅度大、收斂慢，對定時要求嚴格。

采用余弦滾降低通傳輸特性，雖然減小了“尾巴”的振蕩，對定時可放松些要求，但是達不到2Bd/Hz的頻帶利用率。

能否找到頻率利用率既高又使“尾巴”衰減大、收斂快的傳輸波形呢？奈奎斯特第二準則回答了這個問題。

該準則告訴我們：有控制地在某些碼元的抽樣時刻引入碼間干擾，而在其余碼元的抽樣時刻無碼間干擾，那么就能使頻帶利用率提高到理論上的最大值，同時又可降低對定時精度的要求。通常，把這種波形稱為部分響應波形。利用部分響應波形進行傳送的基帶傳輸系統稱為部分響應形成系統。342.4.4部分響應形成系統

（1）部分響應形成系統的的一般原理部分響應形成系統的基本思想是允許存在一定的、受控的碼間干擾，并使其響應波形的“尾巴”波動隨時間較快的衰減。前述分析可知，理想低通的沖激脈沖(t)的響應波形是的形式，波動衰減隨t的增加衰減較慢，因而使得“尾巴”波動衰減慢，從而形成碼間干擾。設想，如果形成波形是由若干個在時間上錯開的所組成，這樣合成波的表達式在分母通分之后出現t2項，即波動衰減是隨t2而增加，從而加快了響應波形的“尾巴”的衰減。352.4.4部分響應形成系統

（2）第一類部分響應編碼

①基本原理采用兩個在時間上錯開T的波形相加，其表達式為

（2-11）式中。從式中可見。

(a)

g(t)的“尾巴”幅度與t2成反比，這說明隨著t的增大，它比波形收斂快、衰減也大。

(b)因為g(t)是波形的線性疊加，所以帶寬仍是fN。362.4.4部分響應形成系統

(c)若用g(t)作為傳送波形，且傳送碼元間隔為T，則在抽樣時刻上僅將發生發送碼元與其前后碼元相互干擾，而與其他碼元不發生干擾，如圖2-13所示。因此，以該g(t)作為系統的基本傳輸波形（取代波形）可以達到2Bd/Hz的頻帶利用率，且消除符號間干擾。372.4.4部分響應形成系統

圖2-13第一類部分響應形成波形從圖中可見，若發送端發1個“1”碼，接收端會收到2個“1”碼，在接收端收到的前一個“1”碼作接收的“1”碼，而延遲T時間后“1”值即可不計，判為“0”。所以，這種可控的固定符號間干擾在接收端是可以消除的。但是，這樣的接收方法存在誤碼擴散問題。通常，在部分響應系統中是采用預編碼的方法解決誤碼擴散問題。382.4.4部分響應形成系統

②采用預編碼的第一類部分響應編碼從上面例子可以看到，利用存在一定碼間干擾的波形，有可能達到充分利用頻帶效率和使尾巴振蕩衰減加快這樣兩個目的。圖2-14給出了采用預編碼方式的第一類部分響應編碼的方框圖，其中圖2-14（a）是原理框圖，圖2-14（b）是實際系統組成方框圖。按圖所示，其編碼規則是 （2-12）預編碼

ck

=bk+bk

–1

（2-13）相關編碼則：ck

–1=bk

–1+bk

–2可見ck與bk

–1有關而ck

–1也與bk

–1有關，這樣bk

–1與ck和ck

–1都有關，這正是相關編碼名稱的由來。392.4.4部分響應形成系統

圖2-14第一類部分響應系統方框圖402.4.4部分響應形成系統

從式（2-12）看到，當ak=0時，bk與bk?1相同，當ak=1時，bk與bk?1不同。因此 （2-14）接收端在收到ck后，做模2處理，則有 （2-15）結果說明，對目前結果ck做模2處理后，若對ck以1為參考作全波整流，便直接得到發送端的ak，此時不需預先知道ak-1，也不存在誤碼擴散問題。整個上述處理過程可概括為“預編碼－相關編碼－模2判決”過程。412.4.4部分響應形成系統

例如，設ak為0011100101則有：發ak0011100101bk?100010111001bk0010111001ck0011122101收a'k0011100101422.4.4部分響應形成系統

對于圖2-14中從①到②的相關編碼部分傳遞函數的幅頻特性|H12(f)|如圖2-15所示，若在截至頻率fN處作一斜切濾波器，就可得到第一類部分響應形成系統的幅頻特性，如圖2-16所示。可見，采用第一類部分響應形成系統的帶寬仍是fN，而傳送數據的速率為1/T=2fN

，可實現2Bd/Hz的頻帶利用率。但ck是三電平信號，抗干擾性能比二電平系統要差一點。432.4.4部分響應形成系統

圖2-15第一類部分響應相關編碼器的幅頻特性圖2-16第一類部分響應形成系統的幅頻特性442.4.4部分響應形成系統

（3）第四類部分響應編碼第四類部分響應形成系統是以時間上錯開2T的兩個波形相減作為基本傳輸信號，其波形如圖2-17所示，其表達式為

（2-16）圖2-17第四類部分響應編碼的基本波形452.4.4部分響應形成系統

圖2-18給出了第四類部分響應系統的方框圖，相關編碼部分傳遞函數的幅頻特性|H12(f)|如圖2-19所示，為正弦特特，且有fN處為頻譜零點，若在fN處用一斜切濾波器，即為第四類部分響應系統的幅頻特性，如圖2-20所示。圖2-18第四類部分響應形成系統框圖462.4.4部分響應形成系統

圖2-19第四類部分響應相關編碼的幅頻特性圖2-20第四類部分響應形成系統的幅頻特性472.4.4部分響應形成系統

第四類部分響應形成系統的預編碼的變換規則是 （2-17）相關編碼規則是

ck=bk–bk－2 （2-18）從式（2-17）可見，當ak=1時，bk與bk－2是不同的；當ak=0時，bk與bk－2相同。所以 （2-19）接收端可按上式判決，由ck恢復ak。482.4.4部分響應形成系統

從上述變換舉例可看出，若傳輸過程不產生誤碼，則恢復的a'k將與發送序列ak完全相同。

總結：采用第一類和第四類部分響應形成系統可實現2Bd/Hz的頻帶利用率，而且通常它的“尾巴”衰減大、收斂也快，但是變換過程中傳輸的ck為三電平信號，與二電平傳輸信號相比性能要差一些。例如：設ak=0011100101。發ak0011100101bk?2000011010001bk0011010001ck0011?100?101收a'k0011100101492.4.5數據傳輸系統中的均衡技術

實際的傳輸總是存在一定的碼間干擾。理論和實踐都表明，在基帶系統中插入一種可調（也可不調）濾波器將能減小碼間干擾的影響，這種起補償作用的濾波器稱為均衡器。

均衡器可分為頻域均衡器和時域均衡器。

頻域均衡基本思想是利用可調濾波器的頻率特性（包括幅度特性和相位特性）來補償基帶傳輸系統頻率特性的不理想，使包括可調濾波器在內的基帶系統的總特性滿足實際性能要求，就可消除碼間干擾。

時域均衡的基本思路是消除接收的時域信號波形的取樣點處的碼間干擾，并不要求傳輸波形的所有細節都與奈氏準則所要求的理想波形完全一致。因此可以利用接收波形本身來進行補償以消除取樣點的符號間干擾，提高判決的可靠性。這里主要介紹時域均衡技術。502.4.5數據傳輸系統中的均衡技術

（1）時域均衡的基本原理時域均衡在基帶數據傳輸系統中的位置如圖2-21所示。設由于傳輸信道特性的不理想，信號通過系統后就會產生失真，即形成碼間干擾。若假設xn為x(t)在n時刻的取樣值，則有（2-20）式中表示除當前取樣時刻（n=0）符號樣值外所有其他符號在該時刻的值的求和。圖2-21時域均衡器在基帶傳輸系統中的位置512.4.5數據傳輸系統中的均衡技術

時域均衡器主要由橫截濾波器構成，它是由多級抽頭遲延線、可變增益電路和求和器組成的線性系統，構成結構如圖2-22所示。按奈氏準則，時域均衡的均衡目標是：調整各增益加權系數ck，使得除n=0以外的yn值之和為零，即，就消除了碼間干擾。從理論上講，只有橫截濾波器節數N→∞時，才能消除符號間干擾。然而，當N足夠大時，也可以達到的要求。522.4.5數據傳輸系統中的均衡技術

圖2-22時域均衡器構成532.4.5數據傳輸系統中的均衡技術

（2）時域均衡的實現時域均衡的實現分為預置式自動均衡和自適應式自動均衡兩類。

預置式自動均衡是在實際傳輸數據之前先傳輸預先規定的測試脈沖，然后按迫零調整原理（調整除c0外的2N個抽頭，并迫使其輸出的各個樣值，獲得最佳調整）自動調整抽頭增益，使均衡器的輸出除n=0以外的所有yn值之和趨于零。

自適應式均衡不再利用專門的測試脈沖進行調整，它是在傳輸數據過程中連續測出距最佳調整的誤差電壓，并據此電壓去調整各抽頭增益，使得均衡器的輸出除n=0以外的所有yn值之和趨于零。調整精度較高，信道特性隨時間變化時又有一定的自適應性。542.4.6數據傳輸系統中的擾亂與解擾

所謂擾亂，就是將輸入數據序列中存在的短周期的序列或全“0”、全“1”序列按某種規律變換成長周期的，且“0”、“1”等概率、前后獨立的隨機序列。

用途：①防止發送功率密度譜中因有固定譜線而易干擾其他系統；②有利于數據接收設備中的定時恢復；③有利于自適應均衡器的工作。

擾亂方法：一種是用一個隨機序列與輸入數據序列進行邏輯加。另一種是用偽隨機序列來代替完全隨機序列進行擾亂與解擾。實際的數據通信系統中都采用第二種方法。圖2-23（a）是擾亂器原理圖，圖2-23（b）為相應的解擾器。552.4.6數據傳輸系統中的擾亂與解擾

圖2-23擾亂器與解擾器構成圖562.4.6數據傳輸系統中的擾亂與解擾

圖2-23所示邏輯關系，可有 （2-21）將式（2-21）進行等式運算，用加等式兩邊，得

得 輸出 （2-22）Y就是擾亂器輸出的已擾序列。接收端解擾。設Y'與X'表示解擾器輸入和輸出序列，則 （2-23）若傳輸沒有誤碼，則Y'=Y。將式（2-22）代入式（2-23），得 （2-24）572.4.6數據傳輸系統中的擾亂與解擾

【例2-3】如數據序列為10101010100000000000，即具有短周期和相當多的連“0”。試求序列通過圖2-23所示的擾亂器后的輸出序列。

解因為圖中所示的將X的值10101010100000000000逐一代入，則得出的輸出數據序列10111000010010110011從Y可知，短周期已不存在，輸入的全“0”序列也被擾亂，而中的“0”、“1”個數已相等，所以起到了擾亂的作用。582.4.7數據傳輸系統中的時鐘同步

接收端這定時時鐘信號的要求：①在接收端恢復或提取定時時鐘信號速率與接收信號碼元速率完全相同；②使接收端的定時時鐘信號與接收到的數據信號碼元保持固定的最佳相位關系。接收端獲得或產生符合這一要求的定時時鐘信號的過程稱為時鐘同步，或稱為位同步或比特同步。時鐘提取的方法分為兩類：自同步法和外同步法。592.4.7數據傳輸系統中的時鐘同步

（1）自同步法自同步法又稱內同步法。它是直接從接收的基帶信號序列中提取定時時鐘信號的方法。在基帶數據傳輸中，多數場合采用自同步法。自同步法的方框圖如圖2-24所示。

（2）外同步法外同步法的定時信號是從數據信號之外提取的。常用的是在頻域上插入位定時導頻。如圖2-25所示。收端抑制導頻的方法有帶阻法和抵消法，圖2-26表示帶阻法。圖2-24自同步法定時原理提取框圖602.4.7數據傳輸系統中的時鐘同步

圖2-25在圖2-20頻譜中插入導頻圖2-26帶阻法抑制導頻612.4.8基帶數據傳輸系統

圖2-27基帶傳輸系統構成框圖圖2-27給出一個基帶數據傳輸系統的構成框圖。622.5數據信號的頻帶傳輸系統

頻帶傳輸又稱調制傳輸，它適用于帶通型信道。2.5.1頻帶傳輸系統頻帶傳輸系統是在基帶傳輸系統的基礎上在發送端增加了調制，在接收端增加了解調，以實現信號的頻帶搬移，調制和解調合起來稱為Modem。頻帶傳輸是在基帶傳輸的基礎上實現的。基本結構如圖2-28。所謂調制就是用基帶信號對載波波形的某些參數進行控制，使這些參量隨基帶信號的變化而變化。用以調制的基帶信號是數字信號，所以又稱為數字調制。

數字調制有調幅、調相和調頻3種基本形式，并可派生出多種。632.5.1頻帶傳輸系統

圖2-28頻帶傳輸基本結構注：從點2到點7完成基帶信號的頻譜搬移和恢復，若在發送端把調制和發送帶通兩個方框去掉，在接收端把接收帶通和解調兩個方框去掉就是一個完整的基帶傳輸系統。642.5.2數字調幅

以基帶數據信號控制一個載波幅度的調制方式稱為數字調幅，又稱幅移鍵控，簡寫為ASK。1．ASK信號及功率譜分析圖2-29是數字調幅系統基本構成框圖。2ASK有兩種：一種是調制信號為單極性脈沖序列，另一種是調制信號為雙極性脈沖序列，信號波形如圖2-30所示。圖2-29數字調幅系統基本結構652.5.2數字調幅

圖2-302ASK信號波形662.5.2數字調幅

（1）調制信號為單極性脈沖序列一個二進制數字調幅（2ASK）信號可寫為e(t)=S(t)cosct

（2-25）式中，cosct為被調載波，S(t)為調制信號即基帶形成信號。其功率譜密度示意圖如圖2-31（a）所示。可見：①2ASK信號的功率譜密度由連續譜和離散譜組成；②2ASK信號的功率譜是雙邊帶譜，其帶寬是基帶信號帶寬的兩倍。672.5.2數字調幅

（2）調制信號為雙極性脈沖序列用單極性不歸零碼對載波進行調制，有一條離散的線譜，而用雙極性不歸零碼對載波進行相乘的調制，可以達到抑制載頻的目的。其功率譜密度曲線如圖2-31（b）所示，與圖2-31（a）相比只少一條fc的線譜，此種調制方式稱為抑制載頻的雙邊帶調制。圖2-312ASK信號的功率譜密度示意圖682.5.2數字調幅

2．單邊帶和殘余邊帶調制ASK信號具有兩個邊帶，且兩個邊帶含有相同的信息，其帶寬是基帶信號帶寬的兩倍。帶通濾波器留住上下邊帶，則為雙邊帶調制。在雙邊帶調制中，若調制信號為雙極性信號，則為抑制載頻的雙邊帶調制。一般使用濾波器切除一個邊帶分量，從而實現單邊帶傳輸，使頻帶利用率是雙邊帶傳輸的兩倍。

殘余邊帶調制是使已調雙邊帶信號通過一個殘余邊帶濾波器，此濾波器不是將一個邊帶完全抑制，而是部分抑制，使其仍殘留一小部分，形成所謂的殘余邊帶信號。殘余邊帶信號所占的頻帶大于單邊帶，又小于雙邊帶，所以殘余邊帶系統的頻帶利用率也是小于單邊帶，大于雙邊帶。692.5.2數字調幅

3．正交幅度調制正交幅度調制（QuadratureAmplitudeModulation，QAM），又稱正交雙邊帶調制。正交調幅是由兩路在頻譜上成正交的抑制載頻的雙邊帶調幅所組成。具體方法是用兩路獨立的基帶波形分別對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波的雙邊帶調制，所得到的兩路已調信號疊加起來。由于這種方法是輸入兩路不同的信號，每路都是雙邊帶調制，但兩路信號處于一個頻段之中，所以可同時傳輸兩路信號，因此其頻帶利用率與單邊帶傳輸或基帶傳輸方式相同，對濾波器沒有特殊要求。702.5.2數字調幅

圖2-32正交調幅系統基本結構（1）基本原理正交幅度調制信號產生和解調原理如圖2-32所示。712.5.2數字調幅

A路的基帶信號S1(t)與載波cosct相乘，形成抑制載波的雙邊帶調幅信號e1(t)=S1(t)cosct

（2-26）B路的基帶信號S2(t))與載波相乘，形成另一路抑制載波的雙邊帶調幅信號 e2(t)=?S2(t)sinct

（2-27）兩路合成的輸出信號為 e(t)=e1(t)+e2(t)=S1(t)cosct?S2(t)sinct

（2-28）由于A路的調制載波與B路的調制載波相位差90°，所以形成兩路正交的頻譜，故稱為正交調幅。722.5.2數字調幅

正交幅度調制信號的解調必須采用相干解調方法，解調原理如圖2-32所示。則兩個解調乘法器的輸出分別為 （2-29） （2-30）用低通濾波器將基帶信號S‘1（t）和S‘2（t）濾出。上、下兩個支路的輸出信號分別為 （2-31） （2-32）經判決合成后即為原數據序列。732.5.2數字調幅

（2）矢量表示法若正交調幅的A路的“1”對應于0°相位，A路的“0”則對應于180°相位，而B路的載波與A路相差90°，則B路的“1”對應于90°相位，B路的“0”對應于270°相位。A，B兩路調制輸出經合成電路合成，則輸出信號可有4種不同相位。這4種組合所對應的相位矢量關系如圖2-33（a）所示，按照相位旋轉次序分別用0、1、2、3表示。

（3）星座表示法用矢量表示的QAM信號，若只畫出矢量端點，則如圖2-33（b）所示，稱為QAM的星座表示。如星座圖上有4個點，則稱為4QAM。還有16QAM（如圖2-34）、64QAM、128QAM、256QAM等。星座圖上的點數越多，頻帶利用率越高，但抗干擾能力越差。742.5.2數字調幅

圖2-33正交調幅信號矢量和星座表示圖2-3416QAM星座圖752.5.2數字調幅

（4）正交調幅信號的頻譜利用率設輸入數據的比特率，即A和B兩路的總比特率為fb，信道帶寬為B，則頻譜利用率為

（2-33）對MQAM系統A，B各路基帶信號的電平數應是。若多電平傳輸，A路和B路每個符號（碼元）含有的比特數為。令k=log2M。設符號間隔（即符號周期）為，fs,k/2為符號（碼元）速率（Bd）。A，B各路的比特率 （2-34）其中左邊的1/2是因為A，B各路的比特率為總比特率之半。762.5.2數字調幅

如果基帶形成濾波器采用滾降特性，則基帶帶寬為 （2-35）由于正交調幅是采用雙邊帶傳輸，則調制系統帶寬應為基帶的2倍，即 B=2(1+)fN=(1+)fs,k/2 （2-36）將式（2-36）、式（2-34）代入式（2-33）則有

（2-37）可見M值越大，即星點數越多其頻譜利用率就越高。772.5.2數字調幅

4．ASK信號的解調2ASK信號的解調有兩種基本的方法：非相干解調（包絡檢波法）及相干解調（同步檢波法）。相應的接收系統組成方框圖如圖2-35。圖2-352ASK接收系統組成方框圖782.5.3數字調相

以基帶數據信號控制載波相位的調制方式稱為數字調相，又稱相移鍵控，簡寫為PSK。1．PSK信號及功率譜密度以載波的不同相位直接去表示相應數字信息的相移鍵控，稱為“絕對調相”。

絕對調相信號的變換規則是：數據信號S(t)的“1”都對應于已調信號e(t)中的載波0°相位；數據信號S(t)的“0”都對應于已調信號e(t)的載波相位，或反之。可見，在絕對調相中已調信號的相位變化（0°和）都是相對于一個固定的參考相位——未調載波信號的相位來取值的。若已調信號只有兩種相位取值，則稱為二相絕對調相（2PSK），如圖2-36（c）所示。792.5.3數字調相

絕對調相，在接收中可能出現“倒”現象或“反向”工作現象。

相對調相方式是利用前后相鄰碼元的相對載波相位值去表示數字信息的一種方式。

相對調相信號的變換規則：數據信號S(t)的“1”使已調信號的相位變化0°相位；數據信號S(t)的“0”使已調信號的相位變化相位，或反之。這里相位的變化是以已調信號的前一碼元相位作參考相位的。圖2-36中的（a）和（d）的調相稱為二相相對調相（2DPSK）。數字調相信號的功率譜密度就是載波頻率為fc的抑制載頻的雙邊帶譜，與抑制載波的2ASK信號相同。802.5.3數字調相

圖2-36二相數字調相波形812.5.3數字調相

2．二相調相信號的產生和解調

（1）2PSK信號的產生和解調

產生：當輸入“1”碼時，輸出0°相位；當輸入“0”時，輸出相位載波，經合成輸出即為2PSK信號。如圖2-37（a）所示。

解調：用相干解調的方式。一般采用倍頻/分頻法，如圖2-37（b）所示，其各點信號波形如圖2-38所示。圖2-372PSK信號產生和解調822.5.3數字調相

圖2-382PSK信號解調各點波形圖832.5.3數字調相

（2）2DPSK信號的產生和解調

產生：將輸入的基帶數據序列變換成相對碼序列，即差分碼序列，然后用相對碼序列去進行絕對調相，便可得到2DPSK信號，如圖2-39所示。設n，Dn分別表示絕對碼序列和差分碼序列，其相應關系為

Dn=n

Dn（模2加） （2-38）當n=1時，Dn

Dn

－1；當n=0時，Dn=Dn－1。圖2-392DPSK信號的產生842.5.3數字調相

【例2-4】絕對碼為101100101，求相對碼。

解n101100101Dn=1001000110或Dn=0110111001852.5.3數字調相

解調：2DPSK的解調有：極性比較法和相位比較法。

極性比較法如圖2-40（a）所示。

相位比較法，又稱差分相干解調法，它是直接比較前后碼元的相位差而構成的，其原理方框如圖2-40（b）所示。其各點對應的波形如圖2-41所示。此種解調方法無需專門的相干載波，是一種實用的方法。862.5.3數字調相

圖2-402DPSK信號解調方框圖872.5.3數字調相

圖2-412DPSK相位比較法的各點波形圖882.5.3數字調相

3．多相調制多進制數字相位調制又稱多相調相或多相制（QPSK），它是利用載波的多種相位（或相位差）來表征數字信息的調制方式。多相調相也分為絕對移相和相對（差分）移相兩種。

M種相位可以用來表示比特碼元的2k種狀態，故有2k=M。用M=2k種不同相位或相位差來表示2k種不同狀態中的一種，稱為M相調相。

多相調制中最廣泛的是四相調相和八相調相，即M=4或8。892.5.3數字調相

（1）四相調相

四相調相，即4PSK，是用載波的四種不同相位來表示傳送的數據信息。把組成雙比特碼元的前一信息比特用A代表，后一信息比特用B代表，并按格雷碼排列。按國際統一標準規定，雙比特碼元與載波相位的對應關系有兩種，稱為A方式和B方式，它們的對應關系如表2-8所示，它們之間的矢量關系如圖2-42所示。表2-1 雙比特碼元與載波相位對應關系雙比特碼元載

波

相

位雙比特碼元載

波

相

位ABA方式B方式ABA方式B方式00100°90°225°315°1101180°270°45°135°902.5.3數字調相

圖2-424PSK矢量圖圖2-438PSK矢量圖912.5.3數字調相

（2）八相調相將輸入的二元碼每三位作為一組，k=3，M=23=8，即三位二元碼的八種組合，分別用八種載波相位或相位差來代表，稱為八相絕對調相或八相相對調相，也稱8PSK或8DPSK。圖2-43為8PSK矢量圖。比較圖2-43與圖2-42可看到八相調相矢量圖是在四相基礎上，在第三位碼的控制下使矢量移動±22.5o（弧度）而獲得的。922.5.3數字調相

4．多相調相的頻帶利用率設二元碼的速率為fbbit/s，現用k=log2M個二碼元作為一組，符號（碼元）速率。如用基帶傳輸，則理論上頻譜利用率可達2kbit/(s·Hz)。調制后用雙邊帶傳輸，帶寬是基帶的兩倍，所以理論頻譜利用率可達到kbit/(s·Hz)。實際應用中，采用頻譜滾降，如滾降系數為，則多相調相的頻譜利用率為 （2-40）M越大頻譜利用率越高。但已調載波信號之間的相位差也就越小，可靠性下降。實際中采用4相或8相調相較多。932.5.3數字調相

5．數字調幅調相（APK）多進制調制技術之所以能提高其頻譜利用率，往往是犧牲其功率利用率來換取的。于是，提出了所謂數字調幅調相，又稱幅度相移鍵控（APK），可以做到在相同頻帶利用率的條件下可拉大信號空間點的最小距離。采用四電平調制的八種相位變化系統就是16APK，信號空間點分布如圖2-44（a）和（b）所示，圖（c）為16PSK信號點分布。從圖中可以看出，16PSK信號只有一種幅度，但有16種相位變化。而16APK信號不僅有相位變化，而且有幅度變化。APK調制方式，在M和給定誤碼率條件下比PSK的功率利用率要高，但設備要復雜些，對信道的非線性也要敏感些。942.5.3數字調相

圖2-4416APK和16PSK的信號空間952.5.4數字調頻

用基帶數據信號控制載波頻率的調制方式稱為數字調頻，又稱頻移鍵控（FSK）。1．2FSK信號二進制移頻鍵控就是用二進制數字信號控制載波頻率，當傳送“1”碼時輸出一個頻率f1，傳送“0”碼時輸出另一個頻率f0。根據前后碼元的載波相位是否連續，分為相位不連續和相位連續的頻移鍵控。圖2-45給出了相位不連續的2FSK信號波形。962.5.4數字調頻

圖2-452FSK信號波形972.5.4數字調頻

2．2FSK信號的產生和解調

（1）2FSK信號的產生相位不連續的2FSK信號產生的原理如圖2-46所示。相位連續的2FSK信號通常采用數字式調頻來產生，如圖2-47所示。

（2）2FSK信號的解調2FSK的解調可用非相干解調和相干解調方法，非相干解調有分路濾波非相干解調、限幅鑒頻非相干解調和零交點法解調等。圖2-48所示為分路濾波非相干解調。2FSK若收端能產生與接收的FSK信號的頻率和相位一致的載頻，就能實現FSK信號的相干解調，圖2-49給出相干解調的原理圖。982.5.4數字調頻

圖2-46相位不連續2FSK信號的產生圖2-47相位連續2FSK信號的產生992.5.4數字調頻

圖2-492FSK信號的相干接收圖2-482FSK信號分路濾波非相干解調器1002.5.4數字調頻

3．最小移頻鍵控—MSK最小移頻鍵控MSK是相位連續2FSK的一個特例。MSK調制的優點是信號具有恒定振幅和信號功率譜密度在主瓣以外衰減得較快。圖2-50是MSK與4PSK信號功率譜密度示意圖。1012.5.4數字調頻

圖2-50MSK信號和4PSK信號的功率譜密度1022.5.5各種數字調制技術的性能比較

圖2-51給出2PSK和2FSK信號相干解調，2DPSK差分解調和2FSK非相干解調的誤碼率曲線。由圖可見：

①在Pe與N0相同情況下，2PSK的平均發送功率可比2FSK節省一半，即2PSK比2FSK優3dB；

②在高信噪比時，在相同碼速和發送功率電平下DPSK的誤碼性能幾乎和相干PSK一樣好；

③在高信噪比下，非相干2FSK和相干2FSK在相同碼速和發送功率電平下，誤碼性能亦相差很少。圖2-52給出MPSK的Pe與E/N0的關系曲線。由圖可見，在相同碼元能量E下，M越大，誤碼率越大，M相系統的比特速率為2PSK的log2M倍，這正說明可靠性與傳輸效率是一對矛盾。1032.5.5各種數字調制技術的性能比較

圖2-51Pe與E/N0的關系曲線1042.5.5各種數字調制技術的性能比較

圖2-52MPSK的Pe與E/N0的關系曲線1052.6數據信號的數字傳輸

在數字信道中傳輸數據信號稱為數據信號的數字傳輸，簡稱為數字數據傳輸。1．數據信號數字傳輸的實現方式

（1）同步方式這里的“同步”是指數據