第3章高頻諧振放大器3.1高頻小信號放大器

3.2高頻功率放大器的原理和特性3.3高頻功率放大器的高頻效應3.4高頻功率放大器的實際線路3.5高效功放與功率合成

3.6高頻集成功率放大器簡介思考題與習題

3.1高頻小信號放大器高頻小信號諧振放大器的功用就是放大各種無線電設備中的高頻小信號，以便作進一步的變換和處理。這里所說的“小信號”，主要是強調輸入信號電平較低，放大器工作在它的線性范圍。高頻小信號放大器按頻帶寬度可以分為窄帶放大器和寬帶放大器。通常被放大的信號是窄帶信號，比如說信號帶寬只有中心頻率的百分之幾，甚至千分之幾，因此，高頻小信號的基本類型是頻帶放大器。頻帶放大器是以各種選頻電路作負載，兼具阻抗變換和選頻濾波的功能。第2章討論的并聯諧振回路、耦合回路等電路就是頻帶放大器采用的選頻電路。在某些無線電設備中，需要放大多個高頻信號，或者信號中心頻率要隨時改變，這時要用到高頻寬帶放大器，這種放大器一般采用無選頻作用的負載電路，應用最廣的是高頻變壓器或傳輸線變壓器。按有源器件可以分為以分立元件為主的高頻放大器和以集成電路為主的集中選頻放大器。以分立元件為主的高頻放大器，由于單個晶體管的最高工作頻率可以很高，線路也較簡單，目前應用仍很廣泛。集成高頻放大器由高頻或寬帶集成放大器和選頻電路(特別是集中濾波器)組成，它具有增益高、性能穩定、調整簡單等優點，在高頻電路中的應用也越來越多。對高頻小信號放大器的主要要求是:(1)增益要高，也就是放大量要大。例如，用于各種接收機中的中頻放大器，其電壓放大倍數可達104～105，即電壓增益為80～100dB，通常要靠多級放大器才能實現。(2)頻率選擇性要好。選擇性就是描述選擇所需信號和抑制無用信號的能力，這是靠選頻電路完成的，放大器的頻帶寬度和矩形系數是衡量選擇性的兩個重要參數。(3)工作穩定可靠。這要求放大器的性能應盡可能地不受溫度、電源電壓等外界因素變化的影響，不產生任何自激。此外，在放大微弱信號的接收機前級放大器中，還要求放大器內部噪聲要小，因為放大器本身的噪聲越低，接收微弱信號的能力就越強。3.1.1高頻小信號諧振放大器的工作原理圖3-1(a)是一典型的高頻小信號諧振放大器的實際線路。由圖可知，直流偏置電路與低頻放大器的電路完全相同，只是電容Cb、Ce對高頻旁路，它們的電容值比低頻中小得多。圖3-1(b)是它的交流等效電路，圖中采用抽頭諧振回路作為放大器負載，對信號頻率諧振，即ω=ω0，完成阻抗匹配和選頻濾波功能。由于輸入的是高頻小信號，放大器工作在A(甲)類狀態。圖3-1高頻小信號諧振放大器(a)實際線路;(b)交流等效電路3.1.2放大器性能分析1．晶體管的高頻等效電路要分析和說明高頻調諧放大器的性能，首先要考慮晶體管在高頻時的等效電路。圖3-2(a)是晶體管在高頻運用時的混Π等效電路，它反映了晶體管中的物理過程，也是分析晶體管高頻時的基本等效電路。圖中Cπ=Cb′e，Cμ=Cb′c。直接用混Π等效電路分析放大器性能時很不方便，常采用Y參數等效電路，如圖3-2(b)所示。Yie是輸出端交流短路時的輸入導納;Yoe是輸入端交流短路時的輸出導納;而Yfe和Yre分別為輸出端交流短路時的正向傳輸導納和輸入端交流短路時的反向傳輸導納。晶體管的Y參數通常可以用儀器測出，有些晶體管的手冊或數據單上也會給出這些參數量(一般是在指定的頻率及電流條件下的值)。在忽略rb′e及滿足Cπ>>Cμ的條件下，Y參數與混Π參數之間的關系為(3-1)(3-2)(3-3)(3-4)由此可見，Y參數不僅與靜態工作點的電壓、電流值有關，而且與工作頻率有關，是頻率的復函數。當放大器工作在窄帶時，Y參數變化不大，可以將Y參數看作常數。我們討論的高頻小信號諧振放大器沒有特別說明時，都是工作在窄帶，晶體管可以用Y參數等效。由圖3-2可以得到晶體管Y參數等效電路的Y參數方程(3-5a)(3-5b)圖3-2晶體三極管等效電路(a)混Π等效電路;(b)Y參數等效電路2．放大器的性能參數圖3-3是圖3-1所示高頻小信號放大器的高頻等效電路，圖中將晶體管用Y參數等效電路進行了等效，信號源用電流源表示，是電流源的內導納，負載導納為，它包括諧振回路的導納和負載電阻RＬ的等效導納。忽略管子內部的反饋，即令Yre=0，由圖3-3可得(3-6a)(3-6b)根據式(3-5)、(3-6)可以得出高頻小信號放大器的主要性能指標。圖3-3圖3-1高頻小信號放大器的高頻等效電路(1)電壓放大倍數K(3-7)(2)輸入導納Yi(3-8)式中，第一項為晶體管的輸入導納，第二項是反向傳輸導納Yre引入的輸入導納。(3)輸出導納Yo(3-9)式中，第一項為晶體管的輸出導納，第二項也與Yre有關。(4)通頻帶B0.707與矩形系數Kr0.1通頻帶B0.707為(3-10)式中，f0為諧振回路的諧振頻率，，L為回路電感，CΣ為回路的總電容，包括回路本身的電容以及Yoe等效到回路中呈現的電容;QL為有載品質因數，QL=1/(ω0LgΣ)，gΣ為回路的總電導，包括回路本身的損耗以及Yoe、RL等效到回路中的損耗。由于圖3-1是一單調諧回路放大器，故其矩形系數Kr0.1仍為9.95。3.1.3高頻諧振放大器的穩定性1．放大器的穩定性應當指出，上面分析的放大器的各種性能參數，是在放大器能正常工作前提下得到的，但是在諧振放大器中存在著不穩定性問題，這是因為由于晶體管集基間電容Cb′c(混Π網絡中)的反饋，也就是通過Y參數等效電路中反向傳輸導納Yre的反饋，使放大器存在著工作不穩定的問題。Yre的存在，使輸出信號反饋到輸入端，引起輸入電流的變化，如果這個反饋在某個頻率相位上滿足正反饋條件，且足夠大，則會在滿足條件的頻率上產生自激振蕩。現在來考察輸入導納Yi中第二項，即反向傳輸導納Yre引入的輸入導納，記為將Yoe歸入負載中，并考慮諧振頻率ω0附近情況，有則(3-11)由上式可以看出，當回路諧振時Δω=0，Yir為一電容;當ω>ω0時,Yir的電導為正，是負反饋;當ω<ω0時，Yir的電導為負，是正反饋，這將引起放大器的不穩定。圖3-4是考慮反饋時的放大器的頻率特性，由圖可見，在ω<ω0時，由于存在正反饋，使放大器的放大倍數增加。當正反饋嚴重時，即Yir中的負電導使放大器輸入端的總電導為零或負值，即使沒有外加信號，放大器輸出端也會有輸出信號，產生自激。圖3-4放大器的頻率特性2．提高放大器穩定性的方法為了提高放大器的穩定性，通常從兩個方面入手，一是從晶體管本身想辦法，減小其反向傳輸導納Yre，Yre的大小主要取決于Ｃb′c，選擇管子時盡可能選擇Cb′c小的管子，使其容抗增大，反饋作用減弱。二是從電路上設法消除晶體管的反向作用，使它單向化，具體方法有中和法和失配法。中和法通過在晶體管的輸出端與輸入端之間引入一個附加的外部反饋電路(中和電路)來抵消晶體管內部參數Yre的反饋作用。由于Yre的實部(反饋電導)很小，可以忽略，所以常常只用一個中和電容Cn來抵消Yre的虛部(即反饋電容)的影響，就可達到中和的目的，圖3-5(a)就是利用中和電容Cn的中和電路。為了抵消Yre的反饋，從集電極回路取一與反相的電壓，通過Cn反饋到輸入端。根據電橋平衡有則中和條件為(3-12)圖3-5中和電路(a)原理電路;(b)某收音機實際電路由于用來表示晶體管的反饋只是一個近似，而與又只是在回路完全諧振的頻率上才準確反相，中和電路中固定的中和電容Cn只能在某一個頻率點起到完全中和的作用，對其它頻率只能有部分中和作用。另外，如果再考慮到分布參數的作用和溫度變化等因素的影響，則中和電路的效果是很有限的。中和法應用較少，一般用在某些收音機電路中，圖3-5(b)所示的是某收音機中常用的中和電路。失配法通過增大負載導納，進而增大總回路導納，使輸出電路失配，輸出電壓相應減小，對輸入端的影響也就減小，可見，失配法是用犧牲增益來換取電路的穩定。為了滿足增益和穩定性的要求，常用的失配法是用兩只晶體管按共發-共基方式連接成一個復合管，如圖3-6所示。由于共基電路的輸入導納較大，當它和輸出導納較小的共發電路連接時，相當于增大共發電路的負載導納而使之失配，從而使共發晶體管內部反饋減弱，穩定性大大提高。共發電路在負載導納很大的情況下，雖然電壓增益減小，但電流增益仍很大，而共基電路雖然電流增益接近于1，但電壓增益較大，所以二者級聯后，互相補償，電壓增益和電流增益均較大。圖3-6共發—共基電路在場效應管放大器中也存在著同樣的穩定性問題，這是由于漏柵的電容構成了輸出和輸入之間的反饋。如果采用雙柵場效應管作高頻小信號放大器，則可以獲得較高的穩定增益，噪聲也比較低。圖3-7示出了雙柵場效應管調諧放大器電路。它的第二柵(G2)對高頻是接地的。它相當于兩個場效應管作共源—共柵級聯，與共發-共基放大器類似，也提高了放大器的穩定性。圖3-7雙柵場效應管調諧放大器1．多級單調諧放大器多級單調諧放大器的諧振頻率相同，均為信號的中心頻率。設各級諧振時的電壓放大倍數為K01、K02、…、K0n，則放大器總的電壓放大倍數(3-13)3.1.4多級諧振放大器由第2章分析可知，單振蕩回路的歸一化頻率特性為(3-14)式中，ξ為廣義失諧，ξ=2QΔω/ω0。設多級放大器各回路的帶寬及Q值相同，即α相同，則有n個回路的多級放大器的歸一化頻率特性為(3-15)由此可以計算出多級放大器的帶寬和矩形系數，如表3-1所示。由表3-1可見，隨著n的增加，總帶寬將減小，矩形系數有所改善。2.多級雙調諧放大器采用多級雙調諧放大器可以改善放大器的頻率選擇性，設各級均采用同樣的雙回路，并選擇臨界耦合(耦合因子A=1)，由第2章分析可知，有n個雙回路的多級放大器的歸一化頻率特性為(3-16)由此可以計算出多級放大器的帶寬和矩形系數，如表3-2所示。3．參差調諧放大器多級參差調諧放大器，就是各級的調諧回路和調諧頻率都彼此不同。采用參差調諧放大器的目的是增加放大器總的帶寬，同時又得到邊沿較陡峭的頻率特性。圖3-8是采用單調諧回路和雙調諧回路組成的參差調諧放大器的頻率特性。雙調諧回路采用A>1(如A=2.41)的過臨界耦合，由圖可見，當兩種回路采用不同的品質因數時，總的頻率特性可有較寬的頻帶寬度，帶內特性很平坦，而帶外又有較陡峭的特性，這種多級參差調諧放大器常用于要求帶寬較寬的場合，如電視機的高頻頭常用它。圖3-9示出了一彩色電視機高頻頭的調諧放大器的簡化電路，由圖可見，晶體管輸入電路采用單調諧回路，輸出電路采用雙調諧回路，圖中C1、C2、C3是變容管電容，是進行電調諧使用的。圖3-8參差調諧放大器的頻率特性(a)單、雙回路特性;(b)總特性圖3-9電視機高頻放大器的簡化電路3.1.5高頻集成放大器隨著電子技術的發展，出現了越來越多的高頻集成放大器，由于具有線路簡單、性能穩定可靠、調整方便等優點，應用也越來越廣泛。高頻集成放大器有兩類:一種是非選頻的高頻集成放大器，主要用于某些不需要選頻功能的設備中，通常以電阻或寬帶高頻變壓器作負載;另一種是選頻放大器，用于需要有選頻功能的場合，如接收機的中放就是它的典型應用。為滿足高增益放大器的選頻要求，集成選頻放大器一般采用集中濾波器作為選頻電路，如第2章介紹的晶體濾波器、陶瓷濾波器或聲表面波濾波器等。當然，它們只適用于固定頻率的選頻放大器，這種放大器也稱為集中選頻放大器，圖3-10是集中選頻放大器的組成示意圖。圖3-10(a)中，集中選頻濾波器接于寬帶集成放大器的后面，這是一種常用的接法，這種接法要注意的問題是，使集成放大器與集中濾波器之間實現阻抗匹配。這有兩重意義:從集成放大器輸出端看，阻抗匹配表示放大器有較大的功率增益;從濾波器輸入端看，要求信號源的阻抗與濾波器的輸入阻抗相等而匹配(在濾波器的另一端也是一樣)，這是因為濾波器的頻率特性依賴于兩端的源阻抗與負載阻抗，只有當兩端端接阻抗等于要求的阻抗時，方能得到預期的頻率特性。當集成放大器的輸出阻抗與濾波器輸入阻抗不相等時，應在兩者間加阻抗轉換電路，通常可用高頻寬帶變壓器進行阻抗變換，也可以用低Q的振蕩回路。采用振蕩回路時，應使回路帶寬大于濾波器帶寬，使放大器的頻率特性只由濾波器決定。通常集成放大器的輸出阻抗較低，實現阻抗變換沒有什么困難。圖3-10集中選頻放大器組成框圖圖3-10(b)是另一種接法。集中濾波器放在寬帶集成放大器的前面，這種接法的好處是，當所需放大信號的頻帶以外有強的干擾信號(在接收中放時常用這種情況)時，不會直接進入集成放大器，避免此干擾信號因放大器的非線性(放大器在大信號時總是有非線性)而產生新的不需要干擾。有些集中濾波器，如聲表面波濾波器，本身有較大的衰減(可達十多分貝)，放在集成放大器之前，將有用信號減弱，從而使集成放大器中的噪聲對信號的影響加大，使整個放大器的噪聲性能變差。為此，如圖3-10(b)，常在濾波器之前加一前置放大器，以補償濾波器的衰減。圖3-11示出了MiniCircuits公司生產的一集成放大器MRA8的應用電路，MRA8是硅單片放大器，其主要指標見表3-3。圖3-11集成選頻放大器應用舉例表3-4列出了AD公司生產的寬帶集成運算放大器一些產品。在需要進行AGC控制的場合下，可以使用寬帶可變增益的放大器，如AD公司的AD603，增益范圍為－11dB~+31dB，帶寬為90MHz。3.2高頻功率放大器的原理和特性高頻功率放大器的主要功用是放大高頻信號，并且以高效輸出大功率為目的，它主要應用于各種無線電發射機中。發射機中的振蕩器產生的信號功率很小，需要經多級高頻功率放大器才能獲得足夠的功率，送到天線輻射出去。高頻功率放大器的輸出功率范圍，可以小到便攜式發射機的毫瓦級，大到無線電廣播電臺的幾十千瓦，甚至兆瓦級。目前，功率為幾百瓦以上的高頻功率放大器，其有源器件大多為電子管，幾百瓦以下的高頻功率放大器則主要采用雙極晶體管和大功率場效應管。我們知道能量(功率)是不能放大的，高頻信號的功率放大，其實質是在輸入高頻信號的控制下將電源直流功率轉換成高頻功率，因此除要求高頻功率放大器產生符合要求的高頻功率外，還應要求具有盡可能高的轉換效率。由先修課程可知，低頻功率放大器可以工作在A(甲)類狀態，也可以工作在B(乙)類狀態，或AB(甲乙)類狀態，B類狀態要比A類狀態效率高(A類ηmax=50%;B類ηmax＝78.5％)，為了提高效率，高頻功率放大器多工作在C類狀態。為了進一步提高高頻功率放大器的效率，近年來又出現了D類、E類和S類等開關型高頻功率放大器;還有利用特殊電路技術來提高放大器效率的F類、G類和H類高頻功率放大器。本節主要討論C類功率放大器的工作原理。應當指出，盡管高頻功放和低頻功放的共同點都要求輸出功率大和效率高，但二者的工作頻率和相對頻帶寬度相差很大，因此存在著本質的區別。低頻功放的工作頻率低，但相對頻帶很寬，工作頻率一般在20~20000Hz，高頻端與低頻端之差達1000倍。所以，低頻功放的負載不能采用調諧負載，而要用電阻、變壓器等非調諧負載。而高頻功放的工作頻率很高，可由幾百千赫茲到幾百兆赫茲，甚至幾萬兆赫茲，但相對頻帶一般很窄，例如調幅廣播電臺的頻帶寬度為9kHz，若中心頻率取900kHz，則相對頻帶寬度僅為1％。因此高頻功放一般都采用選頻網絡作為負載，故也稱為諧振功率放大器。近年來，為了簡化調諧，設計了寬帶高頻功放，如同寬帶小信號放大器一樣，其負載采用傳輸線變壓器或其它寬帶匹配電路，寬帶功放常用在中心頻率多變化的通信電臺中，本節只討論窄帶高頻功放的工作原理。由于高頻功放要求高頻工作，信號電平高和高效率，因而工作在高頻狀態和大信號非線性狀態是高頻功率放大器的主要特點。要準確地分析有源器件(晶體管、場效應管和電子管)在高頻狀態和非線性狀態下的工作情況是十分困難和繁瑣的，從工程應用角度來看也無此必要。因此，在下面的討論中，將在一些近似條件下進行分析，著重定性地說明高頻功率放大器的工作原理和特性。3.2.1工作原理圖3-12是一個采用晶體管的高頻功率放大器的原理線路，除電源和偏置電路外，它是由晶體管、諧振回路和輸入回路三部分組成的。高頻功放中常采用平面工藝制造的NPN高頻大功率晶體管，它能承受高電壓和大電流，并有較高的特征頻率fT。晶體管作為一個電流控制器件,它在較小的激勵信號電壓作用下，形成基極電流ib，ib控制了較大的集電極電流ic，ic流過諧振回路產生高頻功率輸出，從而完成了把電源的直流功率轉換為高頻功率的任務。為了使高頻功放高效輸出大功率，常選在C類狀態下工作，為了保證在C類工作，基極偏置電壓Eb應使晶體管工作在截止區，一般為負值，即靜態時發射結為反偏。此時輸入激勵信號應為大信號，一般在0.5V以上，可達1~2V，甚至更大。也就是說，晶體管工作在截止和導通(線性放大)兩種狀態下，基極電流和集電極電流均為高頻脈沖信號。與低頻功放不同的是，高頻功放選用諧振回路作負載，既保證輸出電壓相對于輸入電壓不失真，還具有阻抗變換的作用，這是因為集電極電流是周期性的高頻脈沖，其頻率分量除了有用分量(基波分量)外，還有諧波分量和其它頻率成份，用諧振回路選出有用分量，將其它無用分量濾除;通過諧振回路阻抗的調節，從而使諧振回路呈現高頻功放所要求的最佳負載阻抗值，即匹配，使高頻功放高效輸出大功率。圖3-12晶體管高頻功率放大器的原理線路1．電流、電壓波形設輸入信號為ub=Ubcosωt則由圖3-12得基極回路電壓為ube=Eb+Ubcosωt(3-17)由式(3-17)可以畫出ube的波形，再由晶體三極管的轉移特性曲線可得到集電極電流ic的波形，如圖3-13所示。由于輸入為大信號，當管子導通時主要工作在線性放大區，故轉移特性進行了折線化近似。C類工作時，Eb通常為負值(也可為零或小的正壓)，圖中Eb取了某一負值。由圖可見，只有ube大于晶體管發射結門限電壓時，晶體管才導通，其余時間都截止，集電極電流為周期性脈沖電流，其電流導通角為2θ，它小于π，通常將θ稱為通角。這樣的周期性脈沖可以分解成直流、基波(信號頻率分量)和各次諧波分量，即ic=Ic0+Ic1cosωt+Ic2cos2ωt+…+Icncosnωt+…(3-18)圖3-13集電極電流的波形式中(3-19a)(3-19b)(3-19c)α0(θ)、α1(θ)、αn(θ)分別稱為余弦脈沖的直流、基波、n次諧波的分解系數，數值見附錄。由圖3-12可以看出，放大器的負載為并聯諧振回路，其諧振頻率ω0等于激勵信號頻率ω時，回路對ω頻率呈現一大的諧振阻抗RL，因此式(3-18)中基波分量在回路上產生電壓;對遠離ω的直流和諧波分量2ω、3ω等呈現很小的阻抗，因而輸出很小，幾乎為零。這樣回路輸出的電壓為uo=uc=Ic1RLcosωt=Uccosωt(3-20)按圖3-12規定的電壓方向，集電極電壓為uce=Ec－uo=Ec－Uccosωt(3-21)圖3-14給出了ube、uce、ic和uc的波形圖。由圖可以看出，當集電極回路調諧時，ubemax、icmax、ucemin是同一時刻出現的，θ越小，ic越集中在ucemin附近，故損耗將減小，效率得到提高。可以根據集電極電流導通角θ的大小劃分功放的工作類別。當θ＝180°時，放大器工作于A(甲)類;當0°<θ<180°時，為AB(甲乙)類;當θ＝90°時，為B(乙)類;θ＜90°時，則為C(丙)類。對于高頻功放，通常θ＜90°。由前述分析可知，集電極電流導通角θ是由輸入回路決定的，方法為:當輸入電壓

時所對應的角度即為集電極電流導通角θ。圖3-14C類高頻功放的電流、電壓波形2．高頻功放的能量關系在集電極電路中，諧振回路得到的高頻功率(高頻一周的平均功率)即輸出功率P1為(3-22)集電極電源供給的直流輸入功率P0為P0=IcoEc(3-23)直流輸入功率與集電極輸出高頻功率之差就是集電極損耗功率Pc，即Pc=P0－P1(3-24)Pc變為耗散在晶體管集電結中的熱能。定義集電極效率η為(3-25)式中，稱為波形系數，其值見附錄;，稱為集電極電壓利用系數。η是表示能量轉換的一個重要參數。由于ξ≤1，因此，對A類放大器，γ(180°)=1，則η≤50%;B類放大器，γ(90°)=1.75，η≤78.5%;C類放大器，γ>1.75，故η可以更高。在高頻功放中，提高集電極效率η的主要目的在于提高晶體管的輸出功率。當直流輸入功率一定時，若集電極損耗功率Pc越小，則效率η越高，輸出功率P1就越大。另外，由式(3-24)、(3-25)可以得到輸出功率P1和集電極損耗功率Pc之間的關系為(3-26)這說明當晶體管的允許損耗功率Pc一定時，效率η越高，輸出功率P1越大。比如，若集電極效率η由70%提高到80%，輸出功率P1將由2.33Pc提高到4Pc，輸出功率P1增加70%。由式(3-25)可知，要提高效率η，有兩種途徑，一是提高電壓利用系數ξ，即提高Uc，這通常靠提高回路諧振阻抗RL來實現的，如何選擇RL是下面要研究的一個重要問題;另一個是提高波形系數γ，γ與θ有關，圖3-15示出了γ、α0(θ)、α1(θ)與θ的關系曲線。由圖可知，θ越小，γ越大，效率η越高，但θ太小時，α1(θ)將降低，輸出功率將下降，如θ=0°時，γ=γmax=2，α1(θ)=0，輸出功率P1也為零，為了兼顧輸出功率P1和效率η，通常選θ在65~75°范圍。圖3-15γ、α0(θ)、α1(θ)、α2(θ)、α3(θ)與θ的關系基極電路中，信號源供給的功率稱為高頻功放的激勵功率。由于信號電壓為正弦波，因此激勵功率大小取決于基極電流中基波分量的大小。設其基波電流振幅為Ib1，且與ub同相(忽略實際存在的容性電流)，則激勵功率為(3-27)此激勵功率最后變為發射結和基區的熱損耗。高頻功放的功率放大倍數為(3-28)用dB表示為(3-29)也稱為功率增益。在高頻功放中，由于高頻大信號的電流放大倍數Ic1／Ib1和電壓放大倍數Uc/Ub都比小信號及低頻時小，故功率放大倍數也小，通常功率增益(與晶體管以及工作頻率有關)為十幾至二十幾分貝。3.2.2高頻諧振功率放大器的工作狀態1．高頻功放的動特性動特性是指當加上激勵信號及接上負載阻抗時，晶體管集電極電流ic與電極電壓(ube或uce)的關系曲線，它在ic～uce或ic～ube坐標系統中是一條曲線。它的作法與小信號放大器不同，小信號放大器中,若已知負載電阻，過靜態工作點作一斜率為負的交流負載電阻值的倒數的直線，即得負載線，動特性是負載線的一部分;而在高頻功放中是已知ube=Eb+ub和uce=Ec－uc，逐點(以ωt為變量，如由0至π變化)由ube、uce從晶體管輸出特性曲線上找出ic，并連成線，一般不是直線。當晶體管的特性用折線近似時即為直線，此時的作法是取ωt=0，則ube=Eb+Ub，uce=Ec－Uc，得到A點;取ωt=π/2，ube=Eb，uce=Ec，得到Q點;取ωt=π，ic=0，uce=Ec+Uc，得到C點;連接A、Q兩點，橫軸上方用實線表示，橫軸下方用虛線表示，交橫軸于B點，則A、B、C三點連線即為動特性曲線。如果A點進入到飽和區時，飽和區中的線用臨界飽和線代替，如圖3-16所示。圖3-16高頻功放的動特性在A點沒有進入飽和區時，動特性曲線的斜率為。動特性曲線不僅與RL有關，而且與θ有關。2．高頻功放的工作狀態前面提到，要提高高頻功放的功率、效率，除了工作于B類、C類狀態外，還應該提高電壓利用系數ξ=Uc/Ec，也就是加大Uc，這是靠增加RL實現的。現在討論Uc由小到大變化時，動特性曲線的變化，由圖3-16可以看出，在Uc不是很大時，晶體管只是在截止和放大區變化，集電極電流ic為余弦脈沖，而且在此區域內Uc增加時，集電極電流ic基本不變，即Ic0、Ic1基本不變，所以輸出功率P1=UcIc1/2隨Uc增加而增加，而P0=EcIc0基本不變，故η隨Uc增加而增加，這表明此時集電極電壓利用的不充分，這種工作狀態稱為欠壓狀態。當Uc加大到接近Ec時，ucemin將小于ubemax，此瞬間不但發射結處于正向偏置，集電結也處于正向偏置，即工作在飽和狀態，由于飽和區uce對ic的強烈反作用,電流ic隨uce的下降而迅速下降，動特性與飽和區的電流下降段重合，這就是為什么上述A點進入到飽和區時動特性曲線用臨界飽和線代替的原因。過壓狀態時ic為頂部出現凹陷的余弦脈沖，如圖3-17所示。通常將高頻功放的這種狀態稱為過壓狀態，這是高頻功放中所特有的一種狀態和特有的電流波形。出現這種狀態的原因是，振蕩回路上的電壓并不取決于ic的瞬時電流，使得在脈沖頂部期間，集電極電流迅速下降，只是采用電抗元件作負載時才有的情況。由于ic出現了凹陷，它相當于一個余弦脈沖減去兩個小的余弦脈沖，因而可以預料，其基波分量Ic1和直流分量Ic0都小于欠壓狀態的值，這意味著輸出功率P1將下降，直流輸入功率P0也將下降。圖3-17過壓狀態的ic波形當Uc介于欠壓和過壓狀態之間的某一值時，動特性曲線的上端正好位于電流下降線上，此狀態稱為臨界狀態。臨界狀態的集電極電流仍為余弦脈沖，與欠壓和過壓狀態比較，它既有較大的基波電流Ic1，也有較大的回路電壓Uc，所以晶體管的輸出功率P1最大，高頻功放一般工作在此狀態。保證這一狀態所需的集電極負載電阻RL稱為臨界電阻或最佳負載電阻，一般用RLcr表示。由上述分析可知，高頻諧振功率放大器根據集電極電流是否進入飽和區可以分為欠壓、臨界和過壓三種狀態，即如果滿足ucemin>uces時，功放工作在欠壓狀態;如果ucemin=uces，功放工作在臨界狀態;如果ucemin<uces，功放工作在過壓狀態。臨界狀態下，晶體管的輸出功率P1最大，功放一般工作在此狀態。例3-1某高頻功放工作在臨界狀態，通角θ＝70°,輸出功率為3W，Ec＝24V，Eb＝－0.5V，所用高頻功率管的臨界飽和線斜率Sc＝0.33A/V，轉移特性曲線斜率S＝0.8A/V，Eb′=0.65V，管子能安全工作。試計算：P0、η、Ub以及負載阻抗的大小。

解臨界狀態的標志就是icmax值正好處于放大區向飽和區過渡的臨界線上。臨界飽和線的斜率為Sc，則臨界線可表示為圖3-18所示是工作在臨界狀態時的理想動特性。根據此圖可以求出臨界時電壓利用系數ξ、最大電流icmax以及與輸出功率P1的關系。此時有icmax=Scucemin=Sc(Ec－Uc)=Sc(1－ξ)Ec所以圖3-18臨界狀態參數計算另外，輸出功率P1可以表示為上面兩式聯立起來，可得因此或者至于此時所需激勵電壓Ub、基極偏置電壓UBB可以從晶體管的轉移特性曲線進行求解。轉移特性曲線如圖3-19所示，計算如下：圖3-19基極回路參數計算3.2.3高頻功放的外部特性高頻功放是工作于非線性狀態的放大器，同時也可以看成是一高頻功率發生器(在外部激勵下的發生器)。前面已經指出，高頻功率放大器只能在一定的條件下對其性能進行估算，要達到設計要求還需通過對高頻功放的調整來實現。為了正確地使用和調整，需要了解高頻功放的外部特性。高頻功放的外部特性是指放大器的性能隨放大器的外部參數變化的規律，外部參數主要包括放大器的負載RL、激勵電壓Ub、偏置電壓Eb和Ec。外部特性也包括負載在調諧過程中的調諧特性，下面將在前面所述工作原理的基礎上定性地說明這些特性和它們的應用。1．高頻功放的負載特性負載特性是指只改變負載電阻RL，高頻功放電流、電壓、功率及效率η變化的特性。在RL較小時，Uc也較小，高頻功放工作在欠壓狀態。在欠壓狀態下，RL增加，功率放大器的集電極電流ic的大小和形狀基本不變，電流Ic0、Ic1也基本不變，所以Uc隨RL的增加而增加，近似為正比關系。當RL增加到RL＝RLcr時,即ucemin=Ec－Uc等于晶體管的飽和壓降uces，放大器工作在臨界狀態，此時的集電極電流ic仍為一完整的余弦脈沖，與欠壓狀態時的ic基本相同，Ｉc0、Ic1也就與欠壓狀態時的基本相同，但此時的Uc大于欠壓狀態的Uc。在臨界狀態下再增加RL，勢必會使Uc進一步地增加，這樣會使晶體管在導通期間進入到飽和區，從而使放大器工作在過壓狀態，集電極電流ic出現凹頂，進入飽和區越深，凹頂現象越嚴重，因此從ic中分解出的Ic0、Ic1就越小。Ic1的迅速下降，從RL＝Uc/Ic1可見，這意味著RL應有較大的增加。換句話說，RL增加時，Uc只是緩慢地增加，因此負載特性曲線如圖3-20(a)所示。圖3-20(b)是根據圖3-20(a)而得到的功率、效率曲線。直流輸入功率P0(Ic0Ec)與Ic0的變化規律相同。在欠壓狀態，輸出功率隨RL增加而增加，至臨界RLcr時達到最大值。在過壓狀態，由于

，輸出功率隨RL增加而減小。集電極效率η變化可用η=γξ/2分析，在欠壓狀態，γ=Ic1/Ic0基本不變，η與ξ=Uc/Ec及RL近似線性關系。在過壓狀態，因ξ隨RL增加稍有增加，所以η也稍有增加，但RL很大，到達強過壓狀態，此時ic波形強烈畸變，波形系數γ要下降，η也會有所減小。圖3-20高頻功放的負載特性由圖3-20的負載特性可以看出高頻功放各種狀態的特點:臨界狀態輸出功率最大，效率也較高，通常應選擇在此狀態工作。過壓狀態的特點是效率高、損耗小，并且輸出電壓受負載電阻RL的影響小，近似為交流恒壓源特性。欠壓狀態時電流受負載電阻RL的影響小，近似為交流恒流源特性，但由于效率低、集電極損耗大，一般不選擇在此狀態工作。在實際調整中，高頻功放可能會經歷上述各種狀態，利用負載特性就可以正確判斷各種狀態，以進行正確的調整。2．高頻功放的振幅特性高頻功放的振幅特性是指只改變激勵信號振幅Ub時，放大器電流、電壓、功率及效率的變化特性。在放大某些振幅變化的高頻信號時，必須了解它的振幅特性。由于基極回路的電壓ube=Eb+Ubcosωt，因此當Eb(設)不變時，ubemax隨Ub的增加而增加，從而導致icmax和θ的增加。在欠壓狀態下由于ubemax較小，因而集電極電流ic的最大值icmax與通角θ都較小，ic的面積較小，從中分解出來的Ic0和Ic1都較小。增大Ub，icmax和θ及ic的面積增加，Ic0和Ic1隨之增加。當Ub增加到一定程度后，電路的工作狀態由欠壓狀態進入過壓狀態。在過壓狀態，隨Ub的增加，ubemax增加，雖然此時ic的波形產生凹頂現象，但icmax與θ還會增加，從ic中分解出來的Ic0、Ic1隨Ub的增加略有增加。圖3-21給出了Ub變化時ic波形和Ic0、Ic1、Uc隨Ub變化的特性曲線。由于RL不變，因此Uc的變化規律與Ic1相同。圖3-21高頻功放的振幅特性由圖3-21可以看出，在欠壓區，Ic0、Ic1、Uc隨Ub增加而增加，但并不一定是線性關系。而在放大振幅變化的高頻信號時，應使輸出的高頻信號的振幅Uc與輸入的高頻激勵信號的振幅Ub成線性關系。為達到此目的，就必須使Uc與Ub特性曲線為線性關系，這只有在θ＝90°的乙類狀態下才能得到。因為在乙類狀態工作時，，θ＝90°，Ub變化時，θ不變，而只有icmax隨Ub線性變化時，才能使Ic1隨Ub線性變化。在過壓區，Uc基本不隨Ub變化，可以認為是恒壓區，所以，放大等幅信號時，應選擇在此狀態工作。3．高頻功放的調制特性在高頻功放中，有時希望用改變它的某一電極直流電壓來改變高頻信號的振幅，從而實現振幅調制的目的。高頻功放的調制特性分為基極調制特性和集電極調制特性。1)基極調制特性基極調制特性是指僅改變Eb時，放大器電流、電壓、功率及效率的變化特性。由于基極回路的電壓ube=Eb+Ubcosωt,Eb和Ub決定了放大器的ubemax，因此，改變Eb的情況與改變Ub的情況類似，不同的是Eb可能為負。圖3-22給出了高頻功放的基極調制特性。圖3-22高頻功放的基極調制特性2)集電極調制特性集電極調制特性是指僅改變Ec，放大器電流、電壓、功率及效率的變化特性。在Eb、Ub及RL不變時，動特性曲線將隨Ec的變化左右平移，當Ec由大到小變化時，功放的工作狀態由欠壓工作狀態到臨界，再進入到過壓狀態，集電極電流ic從一完整的余弦脈沖變化到凹頂脈沖。因此，放大器的集電極調制特性曲線可如圖3-23所示。圖3-23高頻功放的集電極調制特性要實現振幅調制，就必須使高頻信號振幅Uc與直流電壓(Eb或Ec)成線性關系(或近似線性)，因此在基極調制特性中，則應選擇在欠壓狀態工作;在集電極調制特性中，應選擇在過壓狀態工作。在直流電壓Eb(或Ec)上疊加一個較小的信號(調制信號)，并使放大器工作在選定的工作狀態，則輸出信號的振幅將會隨調制信號的規律變化，從而完成振幅調制，使功放和調制一次完成，通常稱為高電平調制。4．高頻功放的調諧特性在前面所說的高頻功放的各種特性時，都認為其負載回路處于諧振狀態，因而呈現為一電阻RL，但在實際使用時需要進行調諧，這是通過改變回路元件(一般是回路電容)來實現的。功放的外部電流Ic0、Ic1和電壓Uc等隨回路電容C的變化特性稱為調諧特性，利用這種特性可以指示放大器是否調諧。當回路失諧時，不論是容性失諧還是感性失諧，阻抗ZL的模值要減小，而且會出現一幅角

，工作狀態將發生變化。設諧振時功放工作在弱過壓狀態，當回路失諧后，由于阻抗ZL的模值減小，根據負載特性可知，功放的工作狀態將向臨界及欠壓狀態變化，此時Ic0和Ic1要增大，而Uc將下降，如圖3-24所示。由圖可知，可以利用Ic0或Ic1最小，或者利用Uc最大來指示放大器的調諧。通常因Ic0變化明顯，又只用直流電流表，故采用Ic0指示調諧的較多。圖3-24高頻功放的調諧特性應該指出，回路失諧時直流輸入功率P0=Ic0Ec隨Ic0的增加而增加，而輸出功率P1=UcIc1cos/2將主要因cos因子而下降，因此失諧后集電極功耗Pc將迅速增加。這表明高頻功放必須經常保持在諧振狀態。調諧過程中失諧狀態的時間要盡可能短，調諧動作要迅速，以防止晶體管因過熱而損壞，為防止調諧時損壞晶體管，在調諧時可降低Ec或減小激勵電壓。3.3高頻功率放大器的高頻效應前面分析是以靜特性為基礎的分析，雖能說明高頻功放的原理，但卻不能反映高頻工作時的其它現象。分析和實踐都說明，當晶體管工作于“中頻區”(0.5fβ<f<0.2fT)甚至更高頻率時，通常會出現輸出功率下降，效率降低，功率增益降低以及輸入、輸出阻抗為復阻抗等現象。所有這些現象的出現，主要是由于功放管性能隨頻率變化引起的，通常稱它為功放管的高頻效應。功放管的高頻效應主要有以下幾方面。1.少數載流子的渡越時間效應晶體管本質上是電荷控制器件。少數載流子的注入和擴散是晶體管能夠進行放大的基礎。少數載流子在基區擴散而到達集電極需要一定的時間τ，稱τ為載流子渡越時間。晶體管在低頻工作時，渡越時間遠小于信號周期。基區載流子分布與外加瞬時電壓是一一對應的，因而晶體管各極電流與外加電壓也一一對應，靜特性就反映了這一關系。功放管在高頻工作時，少數載流子的渡越時間可以與信號周期相比較，某一瞬間基區載流子分布決定于這以前的外加變化電壓。因而各極電流并不取決于此刻的外加電壓。現在觀察功放在低頻和高頻時的電流波形變化。設功放工作在欠壓狀態，為了便于說明問題，假設兩種情況下等效發射結上加有相同的正弦電壓

。少數載流子的渡越效應可以用渡越角ωτ的大小來衡量。圖3-25(a)、(b)是兩種情況下的電流波形，圖3-25(b)相當于ωτ為10°～20°范圍的情況。當

大于

時發射結正向導通。近似地看，發射極的正向導通電流取決于。當基區中的部分少數載流子還未完全到達集電結時，

已改變方向，于是基區中靠近集電結的載流子將繼續向集電結擴散，靠近發射結的載流子將受

反向電壓的作用返回發射結。這樣就造成發射結電流ie的反向流通，即出現ie<0的部分。由于渡越效應，集電極電流ic的最大值將滯后于ie的最大值，且最大值比低頻時要小。由于最后到達集電極的少數載流子比ub′e=時要晚，形成ic脈沖的展寬。基極電流是ie與ic之差，與低頻時比較，它有明顯的負的部分，而且其最大值也比ube的最大值提前。可以看出基極電流的基波分量要加大，而且其中有容性分量(超前

90°的電流)。圖3-25載流子渡越效應對電流波形的影響(a)低頻時;(b)高頻時從高頻時ic、ib的波形可以看出，高頻功放的性能要惡化。由于集電極基波電流的減小，輸出功率要下降;通角的加大，使集電極效率降低。根據經驗，在晶體管的“中頻區”和“高頻區”，功率增益大約按每倍頻程6dB的規律下降。此外，由于基極電流Ib1的超前，功率的輸入阻抗Zi呈現非線性容抗。非線性表現為Zi隨激勵電壓Ub的大小而變化;而電抗分量表示Zi還隨頻率變化。在高頻功放中Zi隨激勵和頻率的變化通常要靠實際測量來確定。2.非線性電抗效應功放管中存在集電結電容，這個電容是隨集電結電壓Ube變化的非線性勢壘電容。在高頻大功率晶體管中它的數值可達幾十至一二百皮法拉。它對放大器的工作主要有兩個影響:一個是構成放大器輸出端與輸入端之間的一條反饋支路，頻率越高，反饋越大。這個反饋在某些情況下會引起放大器工作不穩定，甚至會產生自激振蕩。另一個影響就是通過它的反饋會在輸出端形成一輸出電容Co。考慮到非線性變化，根據經驗，輸出電容為

Cb≈2Cc(3-30)式中，Cc為對應于uce=Ec的集電結的靜電容。3.發射極引線電感的影響我們知道，一段長為l，直徑為d的導線，其引起的電感Le可用下式表示(3-31)當晶體管工作在很高頻率時，發射極的引線電感產生的阻抗ωLe不能忽略。此引線既包括管子本身的引線，也包括外部電路的引線。在通常的共發組態功放中，ωLe構成輸入、輸出之間的射極反饋耦合。通過它的作用使一部分激勵功率不經放大直接送到輸出端，從而使功放的激勵加大，增益降低;同時，又使輸入阻抗增加了一附加的電感分量。4.飽和壓降的影響晶體管工作于高頻時，實驗發現其飽和壓降隨頻率提高而加大。圖3-26表示不同頻率時的飽和特性。在同一電流處，高頻飽和壓降大于低頻時的飽和壓降uces。飽和壓降增加的原因可以解釋如下:晶體管的飽和壓降是由結電壓(發射結與集電結正向電壓之差)和集電極區的體電阻上壓降兩部分組成。當工作頻率增加時，由于基區的分布電阻和電容，發射結和集電結的電壓在平面上的分布是不均勻的，中心部分壓降小，邊緣部分壓降大。這就引起集電極電流的不均勻分布，邊緣部分電流密度大。這就是集電極電流的“趨膚”效應。頻率越高，“趨膚”效應越顯著，電流流通的有效截面積也越小，體電阻和壓降就大。由圖3-26可看出，飽和壓降增大的結果，使放大器在高頻工作時的臨界電壓利用系數ξcr減小。由前面分析可知，這使功放的效率降低，最大輸出功率減小。圖3-26晶體管的飽和特性由上述分析可知，利用靜特性分析必然會帶來相當大的誤差，但分析出的各項數據為實際的調整測試提供了一系列可供參考的數據，也是有其實際意義的(一般高頻功放輸入電路估算的各項數據與實際調試的數據偏差更大些)。高頻功放以高效率輸出最大功率的最佳狀態的獲得，在很大程度上要依靠實際的調整和測試。3.4高頻功率放大器的實際線路3.4.1直流饋電線路直流饋電線路包括集電極和基極饋電線路。它應保證在集電極和基極回路能使放大器正常工作，即保證集電極回路電壓uce=Ec－uc和基極回路電壓ube=Eb+ub，以及在回路中集電極電流的直流和基波分量有各自正常的通路。并且要求高頻信號不要流過直流源，以減少不必要的高頻功率的損耗。為了達到上述目的，需要設置一些旁路電容Cb和阻止高頻電流的扼流圈(大電感)Lb。在短波范圍，Cb一般為0.01～0.1μF，Lb一般為幾十至幾百微亨。下面結合集電極饋電線路和基極饋電線路說明Cb、Lb的應用方法。1．集電極饋電線路圖3-27是集電極饋電線路的兩種形式:串聯饋電線路和并聯饋電線路。圖3-27(a)中，晶體管、諧振回路和電源三者是串聯連接的，故稱為串聯饋電線路，集電極電流中的直流電流從Ec出發經扼流圈Lb和回路電感L流入集電極，然后經發射極回到電源負端;從發射極出來的高頻電流經過旁路電容Cb和諧振回路再回到集電極。Lb的作用是阻止高頻電流流過電源，因為電源總有內阻，高頻電流流過電源會無謂地損耗功率，而且當多級放大器共用電源時，會產生不希望的寄生反饋。Cb的作用是提供交流通路，Cb的值應使它的阻抗遠小于回路的高頻阻抗。為有效地阻止高頻電流流過電源，Lb呈現的阻抗應遠大于Cb的阻抗。圖3-27集電極饋電線路兩種形式(a)串聯饋電;(b)并聯饋電圖3-27(b)中晶體管、電源、諧振回路三者是并聯連接的，故稱為并聯饋電線路。由于正確使用了扼流圈Lb和耦合電容Cb，圖3-27(b)中交流有交流通路，直流有直流通路，并且交流不流過直流電源。串聯饋電的優點是Ec、Lb、Cb處于高頻地電位，分布電容不影響回路;并聯饋電的優點是回路一端處于直流地電位，回路L、C元件一端可以接地，安裝方便。需要指出的是，圖3-27中無論何種饋電形式，均有uce=Ec－uc。2．基極饋電線路基極饋電線路也有串聯和并聯兩種形式。圖3-28示出了幾種基極饋電形式，基極的負偏壓既可以是外加的，也可以由基極直流電流或發射極直流電流流過電阻產生。前者稱為固定偏壓，后者稱為自給偏壓。圖3-28(a)是發射極自給偏壓，Cb為旁路電容;圖3-28(b)為基極組合偏壓;圖3-28(c)為零偏壓。自給偏壓的優點是偏壓能隨激勵大小變化，使晶體管的各極電流受激勵變化的影響減小，電路工作較穩定。圖3-28基極饋電線路的幾種形式3.4.2輸出匹配網絡高頻功放的級與級之間或功放與負載之間是用輸出匹配網絡連接的，一般用雙端口網絡來實現。該雙端口網絡應具有這樣的幾個特點:(1)以保證放大器傳輸到負載的功率最大，即起到阻抗匹配的作用;(2)抑制工作頻率范圍以外的不需要頻率，即有良好的濾波作用;(3)大多數發射機為波段工作，因此雙端口網絡要適應波段工作的要求，改變工作頻率時調諧要方便，并能在波段內保持較好的匹配和較高的效率等。常用的輸出線路主要有兩種類型:LC匹配網絡和耦合回路。1.LC匹配網絡圖3-29是幾種常用的LC匹配網絡。它們是由兩種不同性質的電抗元件構成的L、T、Π型的雙端口網絡。由于LC元件消耗功率很小，可以高效地傳輸功率。同時，由于它們對頻率的選擇作用，決定了這種電路的窄帶性質。有關LC匹配電路的詳細內容參見第2章。圖3-29幾種常見的LC匹配(a)L型;(b)T型;(c)Π型L型匹配網絡按負載電阻與網絡電抗的并聯或串聯關系，可以分為L-I型網絡(負載電阻Rp與Xp并聯)與L-Π型網絡(負載電阻Rs與Xs串聯)兩種，如圖2-30所示。在諧振時，串聯或并聯電抗相抵消。在負載電阻Rp大于高頻功放要求的最佳負載阻抗RLcr時，采用L-Ι型網絡，通過調整Q值，可以將大的Rp變換為小的以獲得阻抗匹配()。在負載電阻Rs小于高頻功放要求的最佳負載阻抗RLcr時，采用L-Π型網絡，通過調整Q值，可以將小的Rs變換為大的以獲得阻抗匹配()。L型網絡雖然簡單，但由于只有兩個元件可選擇，因此在滿足阻抗匹配關系時，回路的Q值就確定了，當阻抗變換比不大時，回路Q值低，對濾波不利，可以采用Π型、T型網絡。它們都可以看成兩個L型網絡的級聯，其阻抗變換在此不再詳述。由于T型網絡輸入端有近似串聯諧振回路的特性，因此一般不用作功放的輸出電路，而常用作各高頻功放的級間耦合電路。圖3-30是一超短波輸出放大器的實際電路，它工作于固定頻率。圖中L1、C1、C2構成一Π型匹配網絡，L2是為了抵消天線輸入阻抗中的容抗而設置的。改變C1和C2就可以實現調諧和阻抗匹配的目的。圖3-30一超短波輸出放大器的實際電路2．耦合回路圖3-31是一短波發射機的輸出放大器，它采用互感耦合回路作輸出電路，多波段工作。由第2章分析可知，改變互感M，可以完成阻抗匹配功能。圖3-31短波輸出放大器的實際線路3.4.3高頻功放的實際線路舉例采用不同的饋電電路和匹配網絡，可以構成高頻功放的各種實用電路。圖3-32(a)是工作頻率為50MHz的晶體管諧振功率放大電路，它向50Ω外接負載提供25W功率，功率增益達7dB。這個放大電路基極采用零偏，集電極采用串饋，并由L2、L3、C3、C4組成Π型網絡。圖3-32(b)是工作頻率為175MHz的VMOS場效應管諧振功放電路，可向50Ω負載提供10W功率，效率大于60％，柵極采用了C1、C2、C3、L1組成的T型網絡，漏極采用L2、L3、C5、C7、C8組成的Π型網絡;柵極采用并饋，漏極采用串饋。圖3-32高頻功放實際線路(a)50MHz諧振功放電路;(b)175MHz諧振功放電路3.5高效功放與功率合成對高頻功率放大器的主要要求是高效率和大功率。在提高效率方面，除了通常的C類高頻功放外，近年來又出現了兩大類高效率(η≥90%)高頻功率放大器。一類是開關型高頻功放，這里有源器件不是作為電流源，而是作為開關使用的，這類功放有D類、E類和S類開關型功放。還有一類高效功放是采用特殊的電路設計技術設計功放的負載回路，以降低器件功耗，提高功放的集電極效率，這類功放有F類、G類和H類功放。本節著重介紹電流開關型D類放大器和電壓開關型D類放大器。3.5.1D類高頻功率放大器在C類高頻功放中，提高集電極效率是靠減小集電極電流的通角(θ)來實現的。這使集電極電流只在集電極電壓uce為最小值附近的一段時間內流通，從而減小了集電極損耗。若能使集電極電流導通期間，集電極電壓為零或者是很小的值，則能進一步減小集電極損耗，提高集電極效率。D類高頻功放就是工作于這種開關狀態的放大器。當晶體管處于開關狀態時，晶體管兩端的電壓和脈沖電流當然是由外電路，也就是由晶體管的激勵和集電極負載所決定。通常根據電壓為理想方波波形或電流為理想方波波形，可以將D類放大器分為電流開關放大器和電壓開關放大器。1.電流開關型D類放大器圖3-33是電流開關型D類放大器的原理線路和波形圖，線路通過高頻變壓器T1，使晶體管V1、V2獲得反向的方波激勵電壓。在理想狀態下，兩管的集電極電流ic1和ic2為方波開關電流波形，ic1和ic2交替地流過LC諧振回路，由于LC回路對方波電流中的基頻分量諧振，因而在回路兩端產生基頻分量的正弦電壓。晶體管V1、V2的集電極電壓uce1、uce2波形示于圖3-33(d)、(e)。由圖可見，在V1(V2)導通期間的uce1(uce2)等于晶體管導通時的飽和壓降uces;在V1(V2)截止期間的，uce1(uce2)為正弦波電壓的一部分。回路線圈中點A對地的電壓為(uce1+uce2)/2，為如圖3-33(f)的脈動電壓uA，可見A點不是地電位，它不能與電源Ec直接相連，而應串入高頻扼流圈Lb后，再與電源Ec相連。在A點，脈動電壓的平均值應等于電源電壓Ec，即由此可得(3-32)集電極回路兩端的高頻電壓峰值為(3-33)集電極回路兩端的高頻電壓有效值為(3-34)圖3-33電流開關型D類放大器的線路和波形

V1(V2)的集電極電流為振幅等于Ic0的矩形，它的基頻分量振幅等于(2/π)Ic0。V1、V2的ic1、ic2中的基頻分量電流在集電極回路阻抗(考慮了負載RL的反射電阻)兩端產生的基頻電壓振幅為(3-35)將式(3-33)代入式(3-35)，得(3-36)輸出功率為(3-37)輸入功率為(3-38)集電極損耗功率為(3-39)集電極效率為(3-40)這種線路由于采用方波電壓激勵，集電極電流為方波開關波形，故稱此線路為電流開關型D類放大器。由集電極效率公式(3-42)可見，當晶體管導通時，若飽和電壓降uces=0,此時，電流開關型D類放大器可獲得理想集電極效率為100%。實際D類放大器的效率低于100%。引起實際效率下降的主要原因有兩個:一個是晶體管導通時的飽和壓降uces不為零，導通時有損耗。另一個是激勵電壓大小總是有限的，且由于晶體管的電容效應，由截止變飽和，或者由飽和變截止，電壓uce1和uce2實際上有上升邊和下降邊，在此過渡期間已有集電極電流流通，有功率損耗。工作頻率越高，上升邊和下降邊越長，損耗也越大。這是限制D類放大器工作頻率上限的一個重要因素。通常，考慮這些實際因素后，D類高頻功放的實際效率仍能達到90%，甚至更高些。D類放大器的激勵電壓可以是正弦波，也可以是其它脈沖波形，但都必須足夠大，使晶體管迅速進入飽和狀態。2．電壓開關型D類放大器圖3-34為一互補電壓開關型D類功放的線路及電流電壓波形。兩個同型(NPN)管串聯，集電極加有恒定的直流電壓Ec。兩管輸入端通過高頻變壓器T1加有反相的大電壓，當一管從導通至飽和狀態時，另一管截止。負載電阻RL與L0、C0構成一高Q串聯諧振回路，這個回路對激勵信號頻率調諧。如果忽略晶體管導通時的飽和壓降，兩個晶體管就可等效于圖3-34(b)的單刀雙擲開關。晶體管輸出端的電壓在零和Ec間輪流變化，如圖3-34(c)所示。在uce2方波電壓的激勵下，負載RL上流過正弦波電流iL，這是因為高Q串聯回路阻止了高次諧波電流流過RL(直流也被C0阻隔)的緣故。這樣在RL上仍然可以得到信號頻率的正弦波電壓,實現了高頻放大的目的。在理想情況下，兩管的集電極損耗都為零(因uce2ic2=uce1ic1=0)，理想的集電極效率為100%。這也可以從輸入功率和輸出功率計算中得出。圖3-34電壓開關型D類功放的線路及波形由圖可見，因ic1、ic2都是半波余弦脈沖(θ=90°)，所以兩管的直流電壓和負載電流分別為兩管的直流輸入功率為負載上的基波電壓UL等于uce2方波脈沖中的基波電壓分量。對uce2分解可得負載上的功率為(3-41)可見此時匹配的負載電阻為(3-42)影響電壓開關型D類放大器實際效率的因素與電壓開關型基本相同，即主要由晶體管導通時的飽和壓降uces不為零和開關轉換期間(脈沖上升和下降邊沿)的損耗功率所造成。開關型D類放大器的主要優點是集電極效率高，輸出功率大。但在工作頻率很高時，隨著工作頻率的升高，開關轉換瞬間的功耗增大，集電極效率下降，高效功放的優點就不明顯了。由于D類放大器工作在開關狀態，因而也不適于放大振幅變化的信號。F類、G類和H類放大器是另一類高效功率放大器。在它們的集電極電路設置了專門的包括負載在內的無源網絡，產生一定形狀的電壓波形，使晶體管在導通和截止的轉換期間，電壓uce和ic同時具有較小的數值，從而減小過渡狀態的集電極損耗。同時，還設法降低晶體管導通期間的集電極損耗。這幾類放大器的原理、分析和計算可參看有關文獻。各種高效功放的原理與設計為進一步提高高頻功率放大器的集電極效率提高提供了方法和思路。當然，實際器件的導通飽和電壓降不為零，實際的開關轉換時間也不為零，在采取各種措施后，高效功放的集電極效率可達90%以上，但仍不能達到理想放大器的效率。3.5.2功率合成器目前，由于技術上的限制和考慮，單個高頻晶體管的輸出功率一般只限于幾十瓦至幾百瓦。當要求更大的輸出功率時，除了采用電子管外，一個可行的方法就是采用功率合成器。所謂功率合成器，就是采用多個高頻晶體管，使它們產生的高頻功率在一個公共負載上相加。圖3-35是常用的一種功率合成器組成方框圖。圖上除了信號源和負載外，還采用了兩種基本器件:一種是用三角形代表的晶體管功率放大器(有源器件)，另一種是用菱形代表的功率分配和合并電路(無源器件)。在所舉的例子中，輸出級采用了4個晶體管。根據同樣原理，也可擴展至8個、16個，甚至更多的晶體管。圖3-35功率合成器組成由圖可見，在末級放大器之前是一個功率分配過程;末級放大器之后是一個功率合并過程。通常，功率合成器所用的晶體管數目較多。為了結構簡單、性能可靠，晶體管放大器都不帶調諧元件，也就是通常采用寬帶工作方式。圖中的分配和合并電路，就是在第2章中介紹的由傳輸線變壓器構成的3dB耦合器。它也保證了所需的寬帶特性。由圖3-35可以看出，功率合成器是由圖上虛線方框中所示的一些基本單元組成的，掌握它們的線路和原理也就掌握了合成器的基本原理。圖3-36就是功率合成器基本單元的一種線路，稱為同相功率合成器。T1是作為分配器用的傳輸線變壓器，T2是作為合并器用的。由3dB耦合器原理可知，當兩晶體管輸入電阻相等時，則兩管輸入電壓與耦合器輸入電壓相等在正常工作時平衡電阻RT1兩端無電壓，不消耗功率。由第2章中討論的耦合器原理可知，各端口匹配的條件為RT1=2RA=2RB=4RS圖3-36同相功率合成器(a)交流等效電路;(b)B′信號源開路時的等效電路當某一晶體管輸入阻抗偏離上述值而與另一管輸入阻抗不等時，將會產生反射。但因平衡電阻RT1的存在，它會吸收反射功率，使另一管的輸入電壓不會變化。在晶體管的輸出端，當兩管正常工作時，兩管輸出相同的電壓，即，且，但由于負載上的電流加倍，故負載上得到的功率是兩管輸出功率之和，即此時平衡電阻RT上無功率損耗。當兩晶體管不完全平衡，比如因某種原因輸出電壓發生變化甚至因管子損壞完全沒有輸出時，相當于在圖3-36(b)的等效電路上的電勢和等效電阻發生變化。根據3dB耦合器A′與B′端互相隔離的原理(在滿足各端口阻抗的一定關系時)，電壓是由產生;電壓是由產生的，因此的變化并不引起的變化。當時，由于流過負載的電流只有原來的一半，功率減小為原來的1/4，而A管輸出的另一半功率正好消耗在平衡電阻RT上，即有(3-43)這樣，當一管損壞時，雖然負載功率下降為原來功率的四分之一，但另一管的負載阻抗及輸出電壓不會變化而維持正常工作。這是在兩晶體管簡單并聯工作時所不能實現的。圖3-37是反相功率合成器的原理線路。輸入和輸出端也各加有－3dB耦合器作分配和合并電路。只是信號源和負載分別接在兩個耦合器的Δ端(差端)，平衡電阻RT1和RT接在Σ端(和端)。這種放大器的工作原理和推挽功率放大器基本相同。但是由于有耦合器和平衡電阻的存在，AB之間及之間有互相隔離作用(同樣應滿足一定的阻抗關系)，因而也具有上述同相功率合成器的特點，即不會因一個晶體管性能變化或損壞而影響另一晶體管的正常安全工作。圖3-37反相功率合成器的原理線路圖3-38是一反相功率合成器的實際線路。它工作于1.5～18MHz，輸出功率100W。線路中用了不少傳輸線變壓器。其中T2和T7作為輸入端和輸出端的分配器和合并器;T1和T8作為不平衡-平衡的變換器;T5和T6作為阻抗變換器;T3作為反相激勵的阻抗變換器。由圖可以看出，每個晶體管的最佳負載阻抗約為9.25Ω。圖3-38100W反相功率合成器的實際線路3.6高頻集成功率放大器簡介隨著半導體技術的發展，出現了一些集成高頻功率放大器件。這些功放器件體積小，可靠性高，外接元件少，輸出功率一般在幾瓦至十幾瓦之間。如日本三菱公司的M57704系列、美國Motorola公司的MHW系列便是其中的代表產品。表3-5列出了Motorola公司集成高頻功率放大器MHW系列部分型號的電特性參數。三菱公司的M57704系列高頻功放是一種厚膜混合集成電路，可用于頻率調制移動通信系統。包括多個型號：M57704UL，工作頻率為380～400MHz；M57704L，工作頻率為400～420MHz；M57704M，工作頻率為430～450MHz；M57704H，工作頻率為450～470MHz；57704UH，工作頻率為470～490MHz；M57704SH，工作頻率為490～512MHz。電特性參數為：當Ucc=12.5V，Pin=0.2W，Ｚo=Zi=50Ω時，輸出功率Po=13W，效率為30%～40%。圖3-39是M57704系列功放的等效電路圖。由圖可見，它是由三級放大電路、匹配網絡(微帶線和LC元件)組成。圖3