縱橫軟件-概預算版-操作步驟（完整版）實用資料(可以直接使用，可編輯完整版實用資料，歡迎下載）

縱橫軟件-概預算版-操作步驟（完整版）實用資料(可以直接使用，可編輯完整版實用資料，歡迎下載）核心思想:量、價、費追求卓越,與時偕行,縱橫,傾情打造:精品公路造價軟件!首先,我們來看看,編制一個概預算的基本流程:因此,我們總結出五步:第一步:新建建設項目及標段文件第二步:選擇費率,確定參數設置第三步:編制造價書文件第四步:工料機匯總分析第五步:預覽、打印、輸出報表下面,我們結合縱橫軟件,具體講解:如何編制一個概預算版。第一步:新建建設項目及標段文件。首先,我們雙擊桌面上的圖標:,軟件自動打開,進入到項目管理的界面,軟件自動彈出新建項目的對話框。輸入建設項目和標段名稱,選擇“預算”或者“概算”,確定即可完成。系統自動建立費率文件、單價文件,系統自動進入軟件造價界面。這時,我們可以切換回,在屬性欄填寫建設項目(或造價文件屬性,如下圖所示:溫馨提示:在造價書主界面,文件-項目屬性,亦可在各分項中填寫上面的項目屬性。第二步:選擇費率,確定參數設置我們先切換到界面,根據費率標準和具體施工情況選擇費率參數,如下圖:第三步:編制造價書文件首先,我們還是切換到軟件主界面,在這里,主要實現兩大操作:1-建立項目表;2-套定額及定額調整。下面我們一一來演示操作說明,先建立如下的項目表:操作說明:直接點擊打開“項目表”,展開分項,需要哪些分項,直接雙擊或者在分項前面處“打勾”選擇再點添加即可,對于標準項目表里沒有的分項,可以通過鼠標右鍵“插入”或,增加分項工程。我們建立完成項目表后,接著輸入各個分項工程的數量即可(如上圖。接著,我們通過和,對各分項工程進行套定額組價及根據施工工藝及現場施工情況進行定額調整。首先,定額選擇(根據施工技術、工藝進行方案選擇、套定額組價操作提示:點擊【定額選擇】打開定額庫,逐一展開下一級定額,根據施工方案選擇好定額,然后雙擊定額即可添加到的定額窗口中來,金額、單價自動計算。溫馨提示:套好定額后,我們還需要根據圖紙設計的工程量,給定額填入實際的工程量。補充操作:你也可以直接雙擊定額編號處展開定額庫選擇定額或者直接輸入定額編號如:2-1-7-5亦可。然后,套完定額后,由于施工時,實際情況不可能如定額規定的一樣,如運距、厚度、替換商品砼、砂漿型號等,這時就需要進行定額抽換,針對定額,我們點擊,展開,逐一進行各相關定額的抽換,如下圖簡單舉例:當然:下面的各個分項工程,亦然,通過定額選擇套定額,然后進行定額調整,即可完成分項工程的組價及單價分析。對于一些特殊的分項工程,如外購土方,需要我們去買料,可直接通過數量單價的方式進行計算:以上是對于建安費進行造價計算,對于第二部分、第三部分費用的計算,亦然,通過【項目表】添加分項,然后通過基數計算或者數量單價的方式進行計算。溫馨提示:點擊金額列,軟件即可自動彈出表達式編輯器!第四步：工料機匯總分析同樣，我們先點擊，切換到工料機界面。首先，確定人工、機械工單價。在這里我們可以通過縱橫軟件“幫助”-“2021編制辦法及定額章節說明”，查看各省的補充編辦，看人工是多少。確定好后，然后在人工的預算單價列直接輸入即可，山東省人工單價：46.06元，輸入后變成白色，表示修改了，沒有修改的是藍色的，前面定額基價默認的是07北京的單價。如果機械工跟人工一樣，我們直接輸入，確定機械工單價后，所涉及到的機械的機械單價自動進行單價分析。接著，計算材料預算單價，材料的預算價，是指材料到工地倉庫的價格，不是材料的出廠價格，也不是市場價格。如果知道材料預算價，即到場價格，我們直接在預算單價處輸入修改即可。如下表：名稱光圓鋼筋單位t預算單價3900.00名稱汽油單位kg預算單價8.5對于某些特殊材料，需要計算運費的，簡單操作如下：雙擊或右鍵選中需要計算運費的材料即可添加到，同時還可成批添加計算材料。然后，通過公式計算材料的運費，點“運費計算”→在下圖中一個一個輸入數據計算運費，確定單位運費，然后再直接輸入原價即可完成工料機預算單價的計算。最后，計算機械臺班價格，切換到窗口。在這里注意一點，由于發改委在09年發文取消了養路費，并把這部分費用折算到油價中，所以在縱橫軟件里應選擇不含養路費車船稅標準即可。同時，由于山東省一直沒有出臺這個標準，根據定額站的解釋，我們可以參考“北京不含養護費”的標準。如圖：庫選擇-確定即可。縱橫——追求卓越，與時偕行賴雄英158********（QQ：994110545）點擊打開“養路費車船稅標準”第五步：預覽、打印、輸出報表現在，量、價、費都確定了，切換到界面，這里，我們需要打印、預覽、導出哪張報表即可打印、預覽、導出哪張報表。至此，一個完整的預算即可編制完成。溫馨提示：當需要送審項目或者和別人交流數據時，可以通過【文件】-【導出】-【導出建設項目】-統一把項目文件、單價文件、費率文件壓縮成一個.SBP格式的文件。追求卓越，與時偕行1-如何打開項目雙擊桌面上的圖標，軟件自動進入項目管理界面，這時需要打開舊項目，先定位到建設項目，然后在中間的項目分段下，雙擊文件名稱，即可打開項目。2-更強的EXECL兼容性與EXECL具有良好的兼容性，無縫鏈接，一直是縱橫的強大優勢，你可以從EXECL復制定額編號、圖紙工程量、清單、批量添加材料等原始數據，切換到縱橫軟件中粘貼。3-項目管理，操作方法更靈活可以同時打開多個項目文件、橫向、豎向平鋪窗口，審查項目，對比數據。通過項目管理的【項目分段】下的快捷按鈕，另存成第二個標段，實現同一建設項目、多標段的預算編制、多套費率、多套單價的組合。4-原創模板克隆功能：【模板庫】快速組價，，實現預算標準化與知識積累，引發豐富想象力。5-造價書界面：簡單美觀、上下結構。項目、定額分層，【定額選擇】【定額調整】收放自由。、6-強大實用的復制粘貼、復制整塊功能、導入導出塊，便于多人協同工作，提高工作效率，快速實現新項目、多標段的編制。復制工程量，連帶公式復制，方便審查工程量來源。7-全程【實時計算】【造價審查】【圖紙工程量】【機電計算】【查找定位】、、、、，當然，還有細致的【定額調整】，深入到具體的施工工藝的體現，定額乘系數、運距、厚度、配合化……1、縱橫造價交流群：36541543。2、縱橫知道：://zhidao.smartcost【編者語】本宣傳資料僅介紹最基本的軟件操作，若想了解更多具體的操作知識或技巧，請參考縱橫軟件的【簡易手冊】，詳情請登錄縱橫官方網站：smartcost，謝謝！縱橫——追求卓越，與時偕行賴雄英158********（QQ：994110545）開關電源設計步驟步驟1確定開關電源的基本參數交流輸入電壓最小值umin交流輸入電壓最大值umax電網頻率Fl開關頻率f輸出電壓VO（V）：已知輸出功率PO（W）：已知電源效率η：一般取80％損耗分配系數Z：Z表示次級損耗與總損耗的比值，Z=0表示全部損耗發生在初級，Z=1表示發生在次級。一般取Z=0.5步驟2根據輸出要求，選擇反饋電路的類型以及反饋電壓VFB步驟3根據u，PO值確定輸入濾波電容CIN、直流輸入電壓最小值VImin令整流橋的響應時間tc=3ms根據u，查處CIN值得到Vimin確定CIN,VImin值u(V)PO比例系數(μF/W)CIN(μF)VImin(V)固定輸入:100/115已知2~3(2~3)×P≥90通用輸入:85~265已知2~3(2~3)×P≥90固定輸入:230±35已知1P≥240步驟4根據u，確定VOR、VB根據u由表查出VOR、VB值由VB值來選擇TVSu(V)初級感應電壓VOR(V)鉗位二極管反向擊穿電壓VB(V)固定輸入:100/1156090通用輸入:85~265135200固定輸入:230±35135200步驟5根據Vimin和VOR來確定最大占空比Dmax設定MOSFET的導通電壓VDS(ON)應在u=umin時確定Dmax值，Dmax隨u升高而減小步驟6確定初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值KRP，KRP=IR/IPu(V)KRP最小值(連續模式)最大值(不連續模式)固定輸入:100/1150.41通用輸入:85~2650.41固定輸入:230±350.61步驟7確定初級波形的參數①輸入電流的平均值IAVG②初級峰值電流IP③初級脈動電流IR④初級有效值電流IRMS步驟8根據電子數據表和所需IP值選擇TOPSwitch芯片①考慮電流熱效應會使25℃下定義的極限電流降低10％，所選芯片的極限電流最小值ILIMIT(min)應滿足：0.9ILIMIT(min)≥IP步驟9和10計算芯片結溫Tj①按下式結算：Tj＝[I2RMS×RDS(ON)+1/2×CXT×(VImax+VOR)2f]×Rθ＋25℃式中CXT是漏極電路結點的等效電容，即高頻變壓器初級繞組分布電容②如果Tj＞100℃，應選功率較大的芯片步驟11驗算IPIP=0.9ILIMIT(min)輸入新的KRP且從最小值開始迭代，直到KRP=1檢查IP值是否符合要求迭代KRP=1或IP=0.9ILIMIT(min)步驟12計算高頻變壓器初級電感量LP，LP單位為μH步驟13選擇變壓器所使用的磁芯和骨架，查出以下參數：磁芯有效橫截面積Sj（cm2），即有效磁通面積。磁芯的有效磁路長度l（cm）磁芯在不留間隙時與匝數相關的等效電感AL(μH/匝2)骨架寬帶b（mm）步驟14為初級層數d和次級繞組匝數Ns賦值開始時取d＝2（在整個迭代中使1≤d≤2）取Ns=1(100V/115V交流輸入)，或Ns=0.6(220V或寬范圍交流輸入)Ns=0.6×(VO+VF1)在使用公式計算時可能需要迭代步驟15計算初級繞組匝數Np和反饋繞組匝數NF設定輸出整流管正向壓降VF1設定反饋電路整流管正向壓降VF2計算NP計算NF步驟16~步驟22設定最大磁通密度BM、初級繞組電流密度J、磁芯的氣隙寬度δ，進行迭代。設置安全邊距M，在230V交流輸入或寬范圍輸入時M=3mm，在110V/115V交流輸入時M=1.5mm。使用三重絕緣線時M=0最大磁通密度BM=0.2～0.3T若BM＞0.3T，需增加磁芯的橫截面積或增加初級匝數NP，使BM在0.2~0.3T范圍之內。如BM＜0.2T，就應選擇尺寸較小的磁芯或減小NP值。磁芯氣隙寬度δ≥0.051mmδ＝40πSJ(NP2/1000LP－1/1000AL)要求δ≥0.051mm，若小于此值，需增大磁芯尺寸或增加NP值。初級繞組的電流密度J=(4~10)A/mm2若J＞10A/mm2，應選較粗的導線并配以較大尺寸的磁芯和骨架，使J＜10A/mm2。若J＜4A/mm2，宜選較細的導線和較小的磁芯骨架，使J＞4A/mm2；也可適當增加NP的匝數。確定初級繞組最小直徑（裸線）DPm(mm)確定初級繞組最大外徑（帶絕緣層）DPM(mm)⑦根據初級層數d、骨架寬帶b和安全邊距M計算有效骨架寬帶be（mm）be=d(b－2M)然后計算初級導線外徑（帶絕緣層）DPM：DPM＝be/NP步驟23確定次級參數ISP、ISRMS、IRI、DSM、DSm次級峰值電流ISP(A)ISP=IP×(NP/NS)②次級有效值電流ISRMS(A)③輸出濾波電容上的紋波電流IRI(A)波次級導線最小直徑（裸線）DSm(mm)次級導線最大外徑（帶絕緣層）DSM(mm)步驟24確定V(BR)S、V(BR)FB次級整流管最大反向峰值電壓V(BR)SV(BR)S＝VO+VImax×NS/NP反饋級整流管最大反向峰值電壓V(BR)FBV(BR)FB＝VFB+VImax×NF/NP步驟25選擇鉗位二極管和阻塞二極管步驟26選擇輸出整流管步驟27利用步驟23得到的IRI,選擇輸出濾波電容COUT濾波電容COUT在105℃、100KHZ時的紋波電流應≥IRI要選擇等效串連電阻r0很低的電解電容為減少大電流輸出時的紋波電流IRI，可將幾只濾波電容并聯使用，以降低電容的r0值和等效電感L0COUT的容量與最大輸出電流IOM有關步驟28～29當輸出端的紋波電壓超過規定值時，應再增加一級LC濾波器濾波電感L=2.2~4.7μH。當IOM＜1A時可采用非晶合金磁性材料制成的磁珠；大電流時應選用磁環繞制成的扼流圈。為減小L上的壓降，宜選較大的濾波電感或增大線徑。通常L=3.3μH濾波電容C取120μF/35V，要求r0很小步驟30選擇反饋電路中的整流管步驟31選擇反饋濾波電容反饋濾波電容應取0.1μF/50V陶瓷電容器步驟32選擇控制端電容及串連電阻控制端電容一般取47μF/10V，采用普通電解電容即可。與之相串連的電阻可選6.2Ω、1/4W，在不連續模式下可省掉此電阻。步驟33選定反饋電路步驟34選擇輸入整流橋①整流橋的反向擊穿電壓VBR≥1.25√2umax設輸入有效值電流為IRMS，整流橋額定有效值電流為IBR,使IBR≥2IRMS。計算IRMS公式如下：cosθ為開關電源功率因數，一般為0.5～0.7，可取cosθ＝0.5步驟35設計完畢在所有的相關參數中，只有3個參數需要在設計過程中進行檢查并核對是否在允許的范圍之內。它們是最大磁通密度BM（要求BM=0.2T~0.3T）、磁芯的氣隙寬度δ（要求δ≥0.051mm）、初級電流密度J（規定J=4～10A/mm2）。這3個參數在設計的每一步都要檢查，確保其在允許的范圍之內。開關電源功率變壓器的設計方法1開關電源功率變壓器的特性

功率變壓器是開關電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在這種功率變壓器中實現磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和相位失真傳輸具有寬頻帶的脈沖能量。

圖1（a）為加在脈沖變壓器輸入端的矩形脈沖波，圖1（b）為輸出端得到的輸出波形，可以看出脈沖變壓器帶來的波形失真主要有以下幾個方面：圖1脈沖變壓器輸入、輸出波形（a）輸入波形（b）輸出波形（1）上升沿和下降沿變得傾斜，即存在上升時間和下降時間；（2）上升過程的末了時刻，有上沖，甚至出現振蕩現象；（3）下降過程的末了時刻，有下沖，也可能出現振蕩波形；（4）平頂部分是逐漸降落的。這些失真反映了實際脈沖變壓器和理想變壓器的差別，考慮到各種因素對波形的影響，可以得到如圖2所示的脈沖變壓器等效電路。圖中：Rsi——信號源Ui的內阻Rp——一次繞組的電阻Rm——磁心損耗（對鐵氧體磁心，可以忽略）T——理想變壓器Rso——二次繞組的電阻RL——負載電阻C1、C2——一次和二次繞組的等效分布電容Lin、Lis——一次和二次繞組的漏感Lm1——一次繞組電感，也叫勵磁電感n——理想變壓器的匝數比，n=N1/N2圖2脈沖變壓器的等效電路

將圖2所示電路的二次回路折合到一次，做近似處理，合并某些參數，可得圖3所示電路，漏感Li包括Lin和Lis，總分布電容C包括C1和C2；總電阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是勵磁電感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次側的阻值，RL′=RL/n2,折合后的輸出電壓U′o=Uo/n。

經過這樣處理后，等效電路中只有5個元件，但在脈沖作用的各段時間內，每個元件并不都是同時起主要作用，我們知道任何一個脈沖波形可以分解成基波與許多諧波的疊加。脈沖的上升沿和下降沿包含著各種高頻分量，而脈沖的平頂部分包含著各種低頻分量。因此在上升、下降和平頂過程中，各元件（L、C等）表現出來的阻抗也不一樣，因此我們把這一過程分成幾個階段來分析，分別找出各階段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，當輸入信號為矩形脈沖時，可以分3個階段來分析，即上升階段、平頂階段和下降階段。（1）上升階段對于通常的正脈沖而言，上升階段即脈沖前沿，信號中包含豐富的高頻成分，當高頻分量通過脈沖變壓器時，在圖3所示的等效電路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起來，可將Lm1的作用忽略，而在串聯的支路中，Li的作用即較為顯著。于是可以把圖3所示的等效電路簡化成圖4所示的等效電路。

圖3圖2的等效電路

圖4圖3的簡化電路在這個電路中，頻率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高頻信號大多降在Li上，輸出的高頻分量就減少了，可見輸入信號Usm前沿中所包含的高頻分量就不能完全傳輸到輸出端，頻率越高的成分到達輸出端越小，結果在輸出端得到的波形前沿就和輸入波形不同，即產生了失真。要想減小這種波形失真，就要盡量減小分布電容C（應減小變壓器一次繞組的匝數）。但又要得到一定的繞組電感量，所以需要用高磁導率的磁心。在繞制上也可以采取一些措施來減小分布電容，例如用分段繞法；為了減小漏感L1，可采用一、二次繞組交疊繞法等。（2）平頂階段脈沖的平頂包含著各種低頻分量。在低頻情況下，并聯在輸出端的3個元件中，電容C的容抗1/ωC很大，因此電容C可以忽略。同時在串聯支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把圖3電路簡化為圖5所示的低頻等效電路。信號源也可以等效成電動勢為Usm的直流電源。這里可用下述公式表達U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′可見U′o為一下降的指數波形，其下降速度決定于時間常數τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。為此，應盡量加大Lm1，而減小Rs和RL′,但這是有限的。如果Lm1太大，必然使繞組的匝數很多，這將導致繞組分布電容加大，致使脈沖上升沿變壞。

圖5圖3的低頻等效電路

圖6脈沖下降階段的等效電路（3）下降階段

下降階段的信號源相當于直流電源Usm串聯的開關S由閉合到斷開的階段，它與上升階段雖然是相對的過程，但有兩個不同；一是電感Lm1中有勵磁電流，并開始釋放，因此Lm1不能略去；二是開關S斷開后，Rs便不起作用，由此得出下降階段的等效電路，見圖6。

一般來說，在脈沖變壓器平頂階段以后，Lm1中存儲了比較大的磁能，因此在開關斷開后，會出現劇烈的振蕩，并產生很大的下沖。為了消除下沖往往采用阻尼措施。2功率變壓器的參數及公式2.1變壓器的基本參數在磁路中，磁通集中的程度，稱為磁通密度或磁感應強度，用B表示，單位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）單位，1T=104GS。另一方面，產生磁通的磁力稱為磁場強度，用符號H表示，單位是A/mH=0.4πNI/li式中：N——繞組匝數I——電流強度li——磁路長度磁性材料的磁滯回線表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化這一過程的磁特性變化。圖7為一典型的磁化曲線。由坐標0點到a點這段曲線稱起始磁化曲線。曲線中的一些關鍵點是十分重要的，BS：飽和磁通密度，Br：剩磁，HC：矯頑磁力。當Br越接近于BS值時，磁滯曲線的形狀越接近于矩形，見圖8（a），同時矯頑磁力HC越大時，磁滯曲線越寬，這表明這種磁性材料的磁化特性越硬，表明這種材料為硬磁性材料。當Br和BS相差越大，矯頑磁力HC越小時，即磁滯曲線越瘦，表明這種材料為軟磁性材料，脈沖變壓器的磁心材料應選用軟磁性材料，見圖8（b）。

圖7不帶氣隙的磁滯回線

圖8硬/軟磁性材料和磁滯回線

（a）硬磁材料(b)軟磁材料

如果在磁心中開一個氣隙，將建立起一個有氣隙的磁路，它會改變磁路的有效長度。因為空氣隙的磁導率為1，所以有效磁路長度le為le=li＋μilg式中：li——磁性材料中的磁路長度lg——空氣隙的磁路長度μi——磁性材料的磁導率對一個給定安匝數，有空氣隙磁心的磁通密度要比沒有空氣隙的磁通密度小。2.2設計變壓器的基本公式為了確保變壓器在磁化曲線的線性區工作，可用下式計算最大磁通密度（單位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——變壓器一次繞組上所加電壓（V）f——脈沖變壓器工作頻率（Hz)Np——變壓器一次繞組匝數（匝）Sc——磁心有效截面積（cm2）K——系數，對正弦波為4.44,對矩形波為4.0一般情況下，開關電源變壓器的Bm值應選在比飽和磁通密度Bs低一些。變壓器輸出功率可由下式計算（單位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——導線電流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面積（cm2)So——磁心的窗口面積（cm2）3對功率變壓器的要求（1）漏感要小

圖9是雙極性電路（半橋、全橋及推挽等）典型的電壓、電流波形，變壓器漏感儲能引起的電壓尖峰是功率開關管損壞的原因之一。圖9雙極性功率變換器波形

功率開關管關斷時電壓尖峰的大小和集電極電路配置、電路關斷條件以及漏感大小等因素有關，僅就變壓器而言，減小漏感是十分重要的。（2）避免瞬態飽和

一般工頻電源變壓器的工作磁通密度設計在B－H曲線接近拐點處，因而在通電瞬間由于變壓器磁心的嚴重飽和而產生極大的浪涌電流。它衰減得很快，持續時間一般只有幾個周期。對于脈沖變壓器而言如果工作磁通密度選擇較大，在通電瞬間就會發生磁飽和。由于脈沖變壓器和功率開關管直接相連并加有較高的電壓，脈沖變壓器的飽和，即使是很短的幾個周期，也會導致功率開關管的損壞，這是不允許的。所以一般在控制電路中都有軟啟動電路來解決這個問題。（3）要考慮溫度影響

開關電源的工作頻率較高，要求磁心材料在工作頻率下的功率損耗應盡可能小，隨著工作溫度的升高，飽和磁通密度的降低應盡量小。在設計和選用磁心材料時，除了關心其飽和磁通密度、損耗等常規參數外，還要特別注意它的溫度特性。一般應按實際的工作溫度來選擇磁通密度的大小，一般鐵氧體磁心的Bm值易受溫度影響，按開關電源工作環境溫度為40℃考慮，磁心溫度可達60～80℃，一般選擇Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理進行結構設計從結構上看，有下列幾個因素應當給予考慮：漏磁要小，減小繞組的漏感；便于繞制，引出線及變壓器安裝要方便，以利于生產和維護；便于散熱。4磁心材料的選擇軟磁鐵氧體，由于具有價格低、適應性能和高頻性能好等特點，而被廣泛應用于開關電源中。軟磁鐵氧體，常用的分為錳鋅鐵氧體和鎳鋅鐵氧體兩大系列，錳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要應用在1MHz以下的各類濾波器、電感器、變壓器等，用途廣泛。而鎳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各種調感繞組、抗干擾磁珠、共用天線匹配器等。在開關電源中應用最為廣泛的是錳鋅鐵氧體磁心，而且視其用途不同，材料選擇也不相同。用于電源輸入濾波器部分的磁心多為高導磁率磁心，其材料牌號多為R4K～R10K，即相對磁導率為4000～10000左右的鐵氧體磁心，而用于主變壓器、輸出濾波器等多為高飽和磁通密度的磁性材料，其Bs為0.5T（即5000GS）左右。開關電源用鐵氧體磁性材應滿足以下要求：（1）具有較高的飽和磁通密度Bs和較低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，對于變壓器和繞制結果有一定影響。從理論上講，Bs高，變壓器的繞組匝數可以減小，銅損也隨之減小。在實際應用中，開關電源高頻變換器的電路形式很多，對于變壓器而言，其工作形式可分為兩大類：1）雙極性。電路為半橋、全橋、推挽等。變壓器一次繞組里正負半周勵磁電流大小相等，方向相反，因此對于變壓器磁心里的磁通變化，也是對稱的上下移動，B的最大變化范圍為△B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）單極性。電路為單端正激、單端反激等，變壓器一次繞組在1個周期內加上1個單向的方波脈沖電壓（單端反激式如此）。變壓器磁心單向勵磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之間變化，見圖7，這時的△B=Bm－Br，若減小Br，增大飽和磁通密度Bs，可以提高△B，降低匝數，減小銅耗。（2）在高頻下具有較低的功率損耗

鐵氧體的功率損耗，不僅影響電源輸出效率，同時會導致磁心發熱，波形畸變等不良后果。

變壓器的發熱問題，在實際應用中極為普遍，它主要是由變壓器的銅損和磁心損耗引起的。如果在設計變壓器時，Bm選擇過低，繞組匝數過多，就會導致繞組發熱，并同時向磁心傳輸熱量，使磁心發熱。反之，若磁心發熱為主體，也會導致繞組發熱。

選擇鐵氧體材料時，要求功率損耗隨溫度的變化呈負溫度系數關系。這是因為，假如磁心損耗為發熱主體，使變壓器溫度上升，而溫度上升又導致磁心損耗進一步增大，從而形成惡性循環，最終將使功率管和變壓器及其他一些元件燒毀。因此國內外在研制功率鐵氧體時，必須解決磁性材料本身功率損耗負溫度系數問題，這也是電源用磁性材料的一個顯著特點，日本TDK公司的PC40及國產的R2KB等材料均能滿足這一要求。（3）適中的磁導率相對磁導率究竟選取多少合適呢？這要根據實際線路的開關頻率來決定，一般相對磁導率為2000的材料，其適用頻率在300kHz以下，有時也可以高些，但最高不能高于500kHz。對于高于這一頻段的材料，應選擇磁導率偏低一點的磁性材料，一般為1300左右。（4）較高的居里溫度居里溫度是表示磁性材料失去磁特性的溫度，一般材料的居里溫度在200℃以上，但是變壓器的實際工作溫度不應高于80℃，這是因為在100℃以上時，其飽和磁通密度Bs已跌至常溫時的70％。因此過高的工作溫度會使磁心的飽和磁通密度跌落的更嚴重。再者，當高于100℃時，其功耗已經呈正溫度系數，會導致惡性循環。對于R2KB2材料，其允許功耗對應的溫度已經達到110℃，居里溫度高達240℃，滿足高溫使用要求。5開關電源功率變壓器的設計方法5.1雙極性開關電源變壓器的計算設計前應確定下列基本條件：電路形式,開關工作頻率,變壓器輸入電壓幅值,開關功率管最大導通時間,變壓器輸出電壓電流,輸出側整流電路形式，對漏感及分布電容的要求，工作環境條件等。（1）確定磁心尺寸1）求變壓器計算功率PtPt的大小取決于變壓器輸出功率及輸出側整流電路形式：全橋電路，橋式整流：Pt=(1＋1/n)Po半橋電路，雙半波整流：Pt=(1/n＋)Po推挽電路，雙半波整流：Pt=(/n＋)Po式中：Po=UoIo，直流輸出功率。Pt可在（2～2.8）Po范圍內變化，Po及Pt均以瓦（W）為單位。n=N1/N2,變壓匝數比。2）確定磁通密度BmBm與磁心的材料、結構形式及工作頻率等因素有關，又要考慮溫升及磁心不飽和等要求。對于鐵氧體磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）計算磁心面積乘積SpSp等于磁心截面積Sc（cm2）及窗口截面積So（cm2）的乘積，即Sp=ScSo=[(Pt×104)/4BmfKwKj]1.16(cm4)式中：Kw——窗口占空系數，與導線粗細、繞制工藝及漏感和分布電容的要求等有關。一般低壓電源變壓器取Kw=0.2～0.4。Kj——電流密度系數，與鐵心形式、溫升要求等有關。對于常用的E型磁心，當溫升要求為25℃時，Kj=366；要求50℃時，Kj=534。環型磁心，當溫升要求為25℃時，Kj=250;要求50℃時，Kj=365。由Sp值選擇適用于或接近于Sp的磁性材料、結構形式和磁心規格。（2）計算繞組匝數1）一次繞組匝數：N1=(Up1ton×10－2)/2BmSc(匝)式中：Up1——一次繞組輸入電壓幅值（V）ton——一次繞組輸入電壓脈沖寬度（μs）2）二次繞組匝數：N2=(Up2N1）/Up1（匝）……Ni=(UpiN1）/Up1(匝)式中：Up2…Upi——二次繞組輸出電壓幅值（V）（3）選擇繞組導線導線截面積Smi=Ii/j(mm2)式中：Ii——各繞組電流有效值（A）j——電流密度j=KjSp－0.14×10－2(A/mm2)（4）損耗計算1）繞組銅損Pmi=Ii2Rai(W)式中：Rai——各繞組交流電阻（Ω），Ra=KrRd，Rd——導線直流電阻，Kr——趨表系數,Kr=(D/2)2/(D－△)·△,D——圓導線直徑（mm），△——穿透深度（mm），圓銅導線△=66.1/f0.5（f：電流頻率，Hz）變壓器為多繞組時，總銅損為Pm=Ii2Rai(W)2）磁心損耗Pc=PcoGc式中：Pco——在工作頻率及工作磁通密度情況下單位質量的磁心損耗（W/kg）Gc——磁心質量（kg）3）變壓器總損耗Pz=Pm＋Pc（W）（5）溫升計算變壓器由于損耗轉變成熱量，使變壓器溫度上升，其溫升數值與變壓器表面積ST有關ST=式中：Sp——磁心面積乘積（cm4）KS——表面積系數，E型磁心KS=41.3，環型磁心KS=50.95.2單極性開關電源變壓器的計算設計前應確定下列基本條件：電路形式，工作頻率，變換器輸入最高和最低電壓，輸出電壓電流，開關管最大導通時間，對漏感及分布電容的要求，工作環境條件等。（1）單端反激式計算1）變壓器輸入輸出電壓一次繞組輸入電壓幅值UP1=Ui－△U1式中：Ui——變換器輸入直流電壓（V）△U1——開關管及線路壓降（V）二次繞組輸出電壓幅值UP2=U02＋△U2……UPi=U0i＋△Ui式中：U02…U0i——直流輸出電壓（V）△U2…△Ui——整流管及線路壓降（V）2）一次繞組電感臨界值(H)式中：n——變壓器匝數比n=tonUp1/toffUp2ton——額定輸入電壓時開關管導通時間（μs）toff——開關管截止時間（μs）T——開關電源工作周期（μs），T=1/f，f：工作頻率（Hz）Po——變壓器輸出直流功率（W）通常要求一次繞組實際電感Lp1≥Lmin3)確定工作磁通密度單端反激式變壓器工作在單向脈沖狀態，一般取飽和磁通密度值（Bs）的一半，即脈沖磁通密度增量△Bm=BS/2(T)4）計算磁心面積乘積Sp=392Lp1Ip1D12/△Bm(cm4)式中：Ip1——一次繞組峰值電流Ip1=2Po/Up1minDmax(A)式中：Up1min——變壓器輸入最低電壓幅值（V）Dmax——最大占空比，Dmax=tonmax/TD1——一次繞組導線直徑（mm），由一次繞組電流有效值I1確定，單向脈沖時I1=Ip1（ton/T）0.55）空氣隙長度lg=0.4πLp1Ip12/△Bm2SC(cm)6）繞組匝數計算一次繞組，有氣隙時N1=△Bmlg×104/0.4πIp1(匝)無氣隙時(匝)式中：LC——磁心磁路長度（cm）μe——磁心有效磁導率，由工作的磁通密度和直流磁場強度及磁性材料決定，查閱磁心規格得出。二次繞組N2=[Up2(1－Dmax)/Up1minDmax]N1……Ni=[Upi(1－Dmax)/UpiminDmax]N1（2）單端正激式計算單端正激式電路工作的特點是一、二次繞組同時工作，另加去磁繞組，因此計算方法與雙極性電路類似。1）二次繞組峰值電流等于直流輸出電流，即IP2=I022）二次繞組電壓幅值開關電源功率變壓器的設計方法Up2=(Uo2＋△U2)/D(V)式中：Uo2——輸出直流電壓（V）△U2——整流管及線路壓降（V）D——額定工作狀態時的占空比D=ton/T3）變壓器輸出功率P2=(DUp2Ip2)(W)式中：Up2——變壓器輸出電壓幅值（V）Ip2——二次繞組峰值電流（A）4）確定磁心體積Ve=(12.5βP2×103)/f(cm3)式中：β——計算系數，工作頻率f=30～50kHz時，β=0.3由Ve值選擇接近尺寸的磁心。5）一次繞組匝數N1=(Up1ton×10－2)/f(匝)式中：Up1——變壓器輸入額定電壓幅值（V）6）二次繞組匝數N2=(Up2/Up1)N1……Ni=UpiN1/Up17）去磁繞組匝數NH=N18）繞組電流有效值二次側：I2=Ip2一次側：I1=Up2I2/Up1去磁：IH=(5～10)％I1＊＊＊上述僅是常規計算方法，由于所選用材料及工藝的不同，有些數據應做相應的調整。還應做漏感、分布電容、溫升及窗口校核等計算，這些計算較繁瑣，經驗性較強，必要時請閱專著。作者簡介張乃國

男

1937年生,清華大學副教授。于1959年（22歲）編著《小型變壓器的設計與制作》一書，受到讀者歡迎，兩次重印，1965年出修訂本。1988年又主編出版《小功率電源變壓器》一書，選作電工電子技術人員培訓及晉升職稱參考用書。曾發表多篇有關電子變壓器的論文。現任本雜志執行主編（來信請寄本刊編輯部）。

收稿日期：1999.8.6

定稿日期：1999.11.20網上服務如對本文有什么意見或建議，請發電子郵件：sunlane@pub.xaonline開關電源的EMC設計開關電源因體積小、功率因數較大等優點,在通信、控制、計算機等領域應用廣泛。但由于會產生電磁干擾,其進一步的應用受到一定程度上的限制。本文將分析開關電源電磁干擾的各種產生機理,并在其基礎之上,提出開關電源的電磁兼容設計方法。開關電源的結構如圖1所示。首先將工頻交流整流為直流,再逆變為高頻,最后再經整流濾波電路輸出,得到穩定的直流電壓。電路設計及布局不合理、機械振動、接地不良等都會形成內部電磁干擾。同時,變壓器的漏感和輸出二極管的反向恢復電流造成的尖峰,也是潛在的強干擾源。圖1AC/DC開關電源基本框圖1●開關電路開關電路主要由開關管和高頻變壓器組成。開關管及其散熱片與外殼和電源內部的引線間存在分布電容,它產生的du/dt具有較大幅度的脈沖,頻帶較寬且諧波豐富。開關管負載為高頻變壓器初級線圈,是感性負載。當原來導通的開關管關斷時,高頻變壓器的漏感產生了反電勢E=-Ldi/dt,其值與集電極的電流變化率成正比,與漏感成正比,迭加在關斷電壓上,形成關斷電壓尖峰,從而形成傳導干擾。●整流電路的整流二極管輸出整流二極管截止時有一個反向電流,其恢復到零點的時間與結電容等因素有關。它會在變壓器漏感和其他分布參數的影響下產生很大的電流變化di/dt,產生較強的高頻干擾,頻率可達幾十兆赫茲。●雜散參數由于工作在較高頻率,開關電源中的低頻元器件特性會發生變化,由此產生噪聲。在高頻時,雜散參數對耦合通道的特性影響很大,而分布電容成為電磁干擾的通道。2外部干擾源可以分為電源干擾和雷電干擾,而電源干擾以“共模”和“差模”方式存在。同時,由于交流電網直接連到整流橋和濾波電路上,在半個周期內,只有輸入電壓的峰值時間才有輸入電流,導致電源的輸入功率因數很低(大約為0.6。而且,該電流含有大量電流諧波分量,會對電網產生諧波“污染”。EMC產生電磁干擾有3個必要條件:干擾源、傳輸介質、敏感設備,EMC設計的目的就是破壞這3個條件中的一個。針對于此,主要采取的方法有:電路措施、EMI濾波、屏蔽、印制電路板抗干擾設計等。1軟開關是在硬開關基礎上發展起來的一種基于諧振技術或利用控制技術實現的在零電壓/電流狀態下的先進開關技術。軟開關的實現方法是:在原電路中增加小電感、電容等諧振元件,在開關過程前后引入諧振,消除電壓、電流的重疊。圖2給出了一種使用軟開關技術的基本開關單元。圖2降壓斬波器中的基本開關單元2在開關控制電源的輸入部分加入緩沖電路(見圖3,其由線性阻抗穩定網絡組成,用于消除電力線干擾、電快速瞬變、電涌、電壓高低變化和電力線諧波等潛在的干擾。緩沖電路器件參數為D1為MUR460,R1=500Ω,C=6nF,L=36mH,R=150Ω。圖3緩沖電路3EMI在開關電源輸入和輸出電路中加裝EMI濾波器,是抑制傳導發射的一個很有效方法。其參數主要有:放電電阻、插入損耗、Cx電容、Cy電容和電感值。其中,插入損耗是濾波器性能的一個關鍵參數。在考慮機械性能、環境、成本等前提下,應該盡量使插入損耗大一些。用共模、差模干擾的測量結果與標準限值,加上適當的裕量可得到濾波器的插入損耗IL。ILCM(dB=Vcm(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB(1ILDM(dB=VDM(dB-Vlimt(dB-3(dB+M(dB(2式中,3dB表示在分離共模、差模傳導干擾的測試過程中測試結果比實際值大3dB;M(dB表示設計裕量,一般取6dB;Vlimit(dB為相關標準如CISPR,FCC等規定的傳導干擾限值。圖4是220V/50Hz交流輸入的開關電源交流側EMI濾波器的電路。Cy=3300pF,L1、L2=0.7mH,它們構成共模濾波電路,抑制0.5~30MHz的共模干擾信號。Cx=0.1μF,L3、L4=200~500μH,采用金屬粉壓磁芯,與L1/L2、Cx構成L-N端口間低通濾波器,用于抑制電源線上存在的0.15~0.5MHz差模干擾信號。R用于消除可能在濾波器中出現的靜電積累。圖4開關電源交流側EMI濾波器電路圖5是開關電源的直流輸出側濾波電路,它由共模扼流圈L1、L2,扼流圈L3和電容C1、C2組成。為了防止磁芯在較大的磁場強度下飽和而使扼流圈失去作用,磁芯必須采用高頻特性好且飽和磁場強度大的恒μ磁芯。圖5支流側濾波電路4開關電源干擾頻譜集中在30MHz以下的頻段,直徑r<λ/2π,主要是近場性質的電磁場,且屬低阻抗場。可用導電良好的材料對電場屏蔽,而用導磁率高的材料對磁場屏蔽。此外,還要對變壓器、電感器、功率器件等采取有效的屏蔽措施。屏蔽外殼上的通風孔最好為圓形,在滿足通風的條件下,孔的數量可以多,每個孔的尺寸要盡可能小。接縫處要焊接,以保證電磁的連續性。屏蔽外殼的引入、引出線處要采取濾波措施。對于電場屏蔽,屏蔽外殼一定要接地。對于磁場屏蔽,屏蔽外殼不需接地。5PCB敏感線路主要是指控制電路和直接與干擾測量設備相連的線路。要降低干擾水平,最簡單的方法就是增大干擾源與敏感線路的間距。但由于受電源尺寸的限制,單純的增大間距并非解決問題的最佳途徑,更為合理的方法是根據干擾電場的分布情況將敏感線路放在干擾較弱的地方。PCB抗干擾布局設計流程如圖6所示。圖6PCB抗干擾布局設計流程開關電源控制環路如何設計發布時間：2021-4-1111:01:22

訪問：1951.緒論在開關模式的功率轉換器中，功率開關的導通時間是根據輸入和輸出電壓來調節的。因而，功率轉換器是一種反映輸入與輸出的變化而使其導通時間被調制的獨立控制系統。由于理論近似，控制環的設計往往陷入復雜的方程式中，使開關電源的控制設計面臨挑戰并且常常走入誤區。下面幾頁將展示控制環的簡單化近似分析，首先大體了解開關電源系統中影響性能的各種參數。給出一個實際的開關電源作為演示以表明哪些器件與設計控制環的特性有關。測試結果和測量方法也包含在其中。2.基本控制環概念2.1傳輸函數和博得圖系統的傳輸函數定義為輸出除以輸入。它由增益和相位因素組成并可以在博得圖上分別用圖形表示。整個系統的閉環增益是環路里各個部分增益的乘積。在博得圖中，增益用對數圖表示。因為兩個數的乘積的對數等于他們各自對數的和，他們的增益可以畫成圖相加。系統的相位是整個環路相移之和。2.2極點數學上，在傳輸方程式中，當分母為零時會產生一個極點。在圖形上，當增益以20dB每十倍頻的斜率開始遞減時，在博得圖上會產生一個極點。圖1舉例說明一個低通濾波器通常在系統中產生一個極點。其傳輸函數和博得圖也一并給出。

2.3零點零點是頻域范圍內的傳輸函數當分子等于零時產生的。在博得圖中，零點發生在增益以20dB每十倍頻的斜率開始遞增的點，并伴隨有90度的相位超前。圖2描述一個由高通濾波器電路引起的零點。存在第二種零點，即右半平面零點，它引起相位滯后而非超前。伴隨著增益遞增，右半平面零點引起90度的相位滯后。右半平面零點經常出現于BOOST和BUCK-BOOST轉換器中，所以，在設計反饋補償電路的時候要非常警惕，以使系統的穿越頻率大大低于右半平面零點的頻率。右半平面零點的博得圖見圖3。

3.0開關電源的理想增益相位圖

設計任何控制系統首先必須清楚地定義出目標。通常，這個目標是建立一個簡單的博得圖以達到最好的系統動態響應，最緊密的線性和負載調節率和最好的穩定性。理想的閉環博得圖應該包含三個特性：足夠的相位裕量，寬的帶寬，和高增益。高的相位裕量能阻尼振蕩并縮短瞬態調節時間。寬的帶寬允許電源系統快速響應線性和負載的突變。高的增益保證良好的線性和負載調節率。

3.1相位裕量參看圖4，相位裕量是在穿越頻率處相位高于0度的數量。這不同于大多數控制系統教科書里提出的從-180度開始測量相位裕量。其中包括DC負反饋所提供的180度初始相移。在實際測量中，這180度相移在DC處被補償并允許相位裕量從0度開始測量。根據奈奎斯特穩定性判據，當系統的相位裕量大于0度時，此系統是穩定的。然而，有一個邊界穩定區域存在，此處(指邊界穩定區，譯注)，系統由于瞬態響應引起振蕩到經過一個長的調節時間最終穩定下來。如果相位裕量小于45度，則系統在邊界穩定。當相位裕量超過45度時，能提供最好的動態響應，短的調節時間和最少過沖。

3.2增益帶寬增益帶寬是指單位增益時的頻率，見圖4，增益帶寬就是穿越頻率Fcs。最大穿越頻率的主要限制因素是電源的開關頻率。根據采樣定理，如果采樣頻率小于2倍信號頻率(更嚴謹一點的說法是應該小于2倍最大信號頻率，譯注)，則被采樣的信息就不能被完全讀取。在開關電源中，開關頻率可以從輸出紋波中看得出來，它是錯誤的信息，并且必須不被控制環路所傳遞。因此，系統的穿越頻率必須小于開關頻率的一半，否則，開關噪聲和紋波會扭曲輸出電壓中想要得到的信息，并導致系統不穩定。3.3增益高的系統增益對于保證好的線性和負載調節率提供重要貢獻。它能夠使PWM比較器在響應輸入輸出電壓的變化時精確地改變電源開關的占空比，通常，需要在決定高增益和低相位裕量之間做出權衡。4.實際設計分析舉例用經典環路控制分析方法，開關調整器的控制環分為四個主要部分：輸出濾波器，PWM電路，誤差放大器補償和反饋。圖5用方塊圖舉例說明這四部分，圖6舉例說明一個開關電源電路圖。首先，輸出電壓被反饋網絡降壓，然后把這個反饋電壓送入誤差放大器，使之與基準電壓相比較而產生一個誤差電壓信號。脈寬調制部分拾取這個誤差電壓并且把它與功率變壓器的電流相比較并轉化為合適的占空比去控制輸出部分功率脈沖調制的數量。輸出濾波器部分使來自于功率變壓器的斬波電壓或電流平滑，使反饋控制環完善。下面確定每一部分的增益和相位，并把他們聯合起來形成系統的傳輸函數和系統的增益相位點。4.1反饋網絡H(s)反饋網絡把輸出電壓降到誤差放大器參考電壓的水平，其傳輸式按簡單的電阻分壓式得到：4.2輸出濾波部分G1(S)在電流模式控制系統中，輸出電流被調節以達到目標的輸出電壓。輸出濾波部分把脈動的輸出電流轉換為目標輸出電壓。小信號分析得到：輸出電容的ESR和反饋網絡的電阻(R1+R2=RFB)反映出輸出濾波器傳輸函數的特性。圖7的電路分析給出ESR和RSENSE的影響。

傳輸函數G1(S)給出RFB的初始低頻增益。這個增益在fPOLE=1/2*π*(RFB+ESR)*C處開始滾降，并在fZERO=1/2*π*ESR*C變為水平。G1(S)的博得圖見圖8。4.3PWM電路部分G2(S)

光耦電路把誤差放大網路產生的誤差信號傳輸到主邊。AS3842PWM電路把這個誤差電壓與通過主邊功率變壓器的電流進行比較。然后功率場效應管的占空比被調制，以提供足夠的電流到副邊來維持想要的輸出。光耦的小信號傳輸函數是與光耦的電流傳輸比成比例的固定增益。R5(原文誤為R6，式5一并改為R5，譯注)是與光耦的二極管串聯的限流電阻，并且是AS3842誤差放大器的輸出阻抗(此句應該理解為R5是這個AS3842開關電源電路中，誤差放大器部分的輸出阻抗，譯注)。這一點在應用文檔“SecondaryerroramplifierwiththeAS431”中有深入的闡述。從誤差放大器的輸出到AS3842的COM腳的傳輸函數是：

VCATHODE是AS431的陰極電壓，也就是誤差補償放大器的輸出電壓。CTR是光耦的電流傳輸比。R5(原文為R6，譯注)是與光耦的二極管串聯的限流電阻。RCOMP是AS3842的COMP腳當其試圖拉電流超過它的最大輸出電流時的輸出阻抗。當誤差信號傳遞到補償腳以后，將其與電流檢測信號比較。圖9表示一個電流檢測比較器和開關部分的簡單框圖：

在閉環系統中，VCOMP與ISENSE維持同樣的電平。因此，IPRIMARY被VCOMP有效的調節：從ISECONDARY以后(見圖9)，副邊電流或者說輸出電流與主邊電流成比例，把等式(4)重新排列表示出副邊電流與VCOMP之間的關系。結合等式(3)和(6)得到PWM部分的傳輸函數：傳輸函數G2(s)僅包含增益沒有相移。4.4誤差放大器補償網絡G3(S)一旦輸出濾波器和PWM電路部分的傳輸函數確定下來，然后可以設定誤差放大器補償網絡以取得最優化的系統性能。圖10例舉出一個在低頻時提供高的頻率滾降和高增益的補償方案。這個補償方案有一些很好的特性適合于誤差放大器的補償，它有很高的直流增益和易控的滾降。4.5整個系統因為這是一個線性系統，可以用疊加的方法得到整個系統的傳輸函數。通過把整個環路各部分的增益和相位疊加起來，產生整個系統的博得圖。通過放置補償網絡的極點和零點使系統的性能最優化。圖11把各部分的博得圖結合起來，負反饋系統的180度相移也加入進來了。

5.測量結果構造一個150W的電流模式正激轉換器，經過修正的小信號環路特性顯示出它在系統瞬態響應時所起的作用。圖13(原文誤為圖12，譯注)給出它的增益-相位圖。與圖11所展示的一樣，獲得了相同的博得圖曲線。此增益相位圖顯示這個系統有86.7度的相位裕量。意味著穩定的系統有快速的瞬態響應。圖15(原文誤為圖13，譯注)給出系統的瞬態響應。為了展示相位裕量的作用，通過增加整個系統的增益和提高穿越頻率，系統的相位裕量會減少。穿越頻率提高時系統的相位裕量在減少。圖12(原文誤為圖14，譯注)給出更高的穿越頻率和更少的相位裕量(65度)時的系統博得圖。其瞬態響應見圖14(原文誤為圖15，譯注)，注意更少的相位裕量導致更大的振蕩和更長的調節時間。表1比較了這兩個不同增益大小的系統之間線性和負載調節率的變化。正如前面所述，高的環路增益得到更緊密的線性和負載調節率。還應該注意需在高的相位裕量和較低的環路增益之間取得平衡。6.測量方法為了保證準確的結果，測試信號接入節點的阻抗必須大于它的輸出阻抗。在圖6的測試電路中，誤差放大器在副邊，PWM電路在主邊。測試信號在光耦的輸出和AS3842的VCOMP輸入之前接入。輸入阻抗是從VCOMP腳看入時的阻抗，輸出阻抗是光耦的輸出阻抗。在其他誤差放大器和PWM電路沒有隔離的應用中，測試信號可以在輸出濾波電容之后接入，使其與誤差放大器的輸入相串聯。開關電源功率變壓器的設計方法1開關電源功率變壓器的特性

功率變壓器是開關電源中非常重要的部件，它和普通電源變壓器一樣也是通過磁耦合來傳輸能量的。不過在這種功率變壓器中實現磁耦合的磁路不是普通變壓器中的硅鋼片，而是在高頻情況下工作的磁導率較高的鐵氧體磁心或鈹莫合金等磁性材料，其目的是為了獲得較大的勵磁電感、減小磁路中的功率損耗，使之能以最小的損耗和相位失真傳輸具有寬頻帶的脈沖能量。

圖1（a）為加在脈沖變壓器輸入端的矩形脈沖波，圖1（b）為輸出端得到的輸出波形，可以看出脈沖變壓器帶來的波形失真主要有以下幾個方面：圖1脈沖變壓器輸入、輸出波形（a）輸入波形（b）輸出波形（1）上升沿和下降沿變得傾斜，即存在上升時間和下降時間；（2）上升過程的末了時刻，有上沖，甚至出現振蕩現象；（3）下降過程的末了時刻，有下沖，也可能出現振蕩波形；（4）平頂部分是逐漸降落的。這些失真反映了實際脈沖變壓器和理想變壓器的差別，考慮到各種因素對波形的影響，可以得到如圖2所示的脈沖變壓器等效電路。圖中：Rsi——信號源Ui的內阻Rp——一次繞組的電阻Rm——磁心損耗（對鐵氧體磁心，可以忽略）T——理想變壓器Rso——二次繞組的電阻RL——負載電阻C1、C2——一次和二次繞組的等效分布電容Lin、Lis——一次和二次繞組的漏感Lm1——一次繞組電感，也叫勵磁電感n——理想變壓器的匝數比，n=N1/N2圖2脈沖變壓器的等效電路

將圖2所示電路的二次回路折合到一次，做近似處理，合并某些參數，可得圖3所示電路，漏感Li包括Lin和Lis，總分布電容C包括C1和C2；總電阻RS包括Rsi、RP和Rso；Lm1是勵磁電感，和前述的Lm1相同；RL′是RL等效到一次側的阻值，RL′=RL/n2,折合后的輸出電壓U′o=Uo/n。

經過這樣處理后，等效電路中只有5個元件，但在脈沖作用的各段時間內，每個元件并不都是同時起主要作用，我們知道任何一個脈沖波形可以分解成基波與許多諧波的疊加。脈沖的上升沿和下降沿包含著各種高頻分量，而脈沖的平頂部分包含著各種低頻分量。因此在上升、下降和平頂過程中，各元件（L、C等）表現出來的阻抗也不一樣，因此我們把這一過程分成幾個階段來分析，分別找出各階段起主要作用的元件，而忽略次要的因素。例如，當輸入信號為矩形脈沖時，可以分3個階段來分析，即上升階段、平頂階段和下降階段。（1）上升階段對于通常的正脈沖而言，上升階段即脈沖前沿，信號中包含豐富的高頻成分，當高頻分量通過脈沖變壓器時，在圖3所示的等效電路中，C的容抗1/ωC很小，而Lm1的感抗ωLm1很大，相比起來，可將Lm1的作用忽略，而在串聯的支路中，Li的作用即較為顯著。于是可以把圖3所示的等效電路簡化成圖4所示的等效電路。

圖3圖2的等效電路

圖4圖3的簡化電路在這個電路中，頻率越高，ωLi越大，而1/ωC越小，因而高頻信號大多降在Li上，輸出的高頻分量就減少了，可見輸入信號Usm前沿中所包含的高頻分量就不能完全傳輸到輸出端，頻率越高的成分到達輸出端越小，結果在輸出端得到的波形前沿就和輸入波形不同，即產生了失真。要想減小這種波形失真，就要盡量減小分布電容C（應減小變壓器一次繞組的匝數）。但又要得到一定的繞組電感量，所以需要用高磁導率的磁心。在繞制上也可以采取一些措施來減小分布電容，例如用分段繞法；為了減小漏感L1，可采用一、二次繞組交疊繞法等。（2）平頂階段脈沖的平頂包含著各種低頻分量。在低頻情況下，并聯在輸出端的3個元件中，電容C的容抗1/ωC很大，因此電容C可以忽略。同時在串聯支路中，Li的感抗ωLi很小，也可以略去。所以又可以把圖3電路簡化為圖5所示的低頻等效電路。信號源也可以等效成電動勢為Usm的直流電源。這里可用下述公式表達U′o=(UsmRL′)e－T/τ/(Rs＋RL′)τ=Lm1(Rs＋RL′)RsRL′可見U′o為一下降的指數波形，其下降速度決定于時間常數τ,τ越大，下降越慢，即波形失真越小。為此，應盡量加大Lm1，而減小Rs和RL′,但這是有限的。如果Lm1太大，必然使繞組的匝數很多，這將導致繞組分布電容加大，致使脈沖上升沿變壞。

圖5圖3的低頻等效電路

圖6脈沖下降階段的等效電路（3）下降階段

下降階段的信號源相當于直流電源Usm串聯的開關S由閉合到斷開的階段，它與上升階段雖然是相對的過程，但有兩個不同；一是電感Lm1中有勵磁電流，并開始釋放，因此Lm1不能略去；二是開關S斷開后，Rs便不起作用，由此得出下降階段的等效電路，見圖6。

一般來說，在脈沖變壓器平頂階段以后，Lm1中存儲了比較大的磁能，因此在開關斷開后，會出現劇烈的振蕩，并產生很大的下沖。為了消除下沖往往采用阻尼措施。2功率變壓器的參數及公式2.1變壓器的基本參數在磁路中，磁通集中的程度，稱為磁通密度或磁感應強度，用B表示，單位是特斯拉（T），通常仍用高斯（GS）單位，1T=104GS。另一方面，產生磁通的磁力稱為磁場強度，用符號H表示，單位是A/mH=0.4πNI/li式中：N——繞組匝數I——電流強度li——磁路長度磁性材料的磁滯回線表示磁性材料被完全磁化和完全去磁化這一過程的磁特性變化。圖7為一典型的磁化曲線。由坐標0點到a點這段曲線稱起始磁化曲線。曲線中的一些關鍵點是十分重要的，BS：飽和磁通密度，Br：剩磁，HC：矯頑磁力。當Br越接近于BS值時，磁滯曲線的形狀越接近于矩形，見圖8（a），同時矯頑磁力HC越大時，磁滯曲線越寬，這表明這種磁性材料的磁化特性越硬，表明這種材料為硬磁性材料。當Br和BS相差越大，矯頑磁力HC越小時，即磁滯曲線越瘦，表明這種材料為軟磁性材料，脈沖變壓器的磁心材料應選用軟磁性材料，見圖8（b）。

圖7不帶氣隙的磁滯回線

圖8硬/軟磁性材料和磁滯回線

（a）硬磁材料(b)軟磁材料

如果在磁心中開一個氣隙，將建立起一個有氣隙的磁路，它會改變磁路的有效長度。因為空氣隙的磁導率為1，所以有效磁路長度le為le=li＋μilg式中：li——磁性材料中的磁路長度lg——空氣隙的磁路長度μi——磁性材料的磁導率對一個給定安匝數，有空氣隙磁心的磁通密度要比沒有空氣隙的磁通密度小。2.2設計變壓器的基本公式為了確保變壓器在磁化曲線的線性區工作，可用下式計算最大磁通密度（單位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——變壓器一次繞組上所加電壓（V）f——脈沖變壓器工作頻率（Hz)Np——變壓器一次繞組匝數（匝）Sc——磁心有效截面積（cm2）K——系數，對正弦波為4.44,對矩形波為4.0一般情況下，開關電源變壓器的Bm值應選在比飽和磁通密度Bs低一些。變壓器輸出功率可由下式計算（單位：W）Po=1.16BmfjScSo×10－5式中：j——導線電流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面積（cm2)So——磁心的窗口面積（cm2）3對功率變壓器的要求（1）漏感要小

圖9是雙極性電路（半橋、全橋及推挽等）典型的電壓、電流波形，變壓器漏感儲能引起的電壓尖峰是功率開關管損壞的原因之一。圖9雙極性功率變換器波形

功率開關管關斷時電壓尖峰的大小和集電極電路配置、電路關斷條件以及漏感大小等因素有關，僅就變壓器而言，減小漏感是十分重要的。（2）避免瞬態飽和

一般工頻電源變壓器的工作磁通密度設計在B－H曲線接近拐點處，因而在通電瞬間由于變壓器磁心的嚴重飽和而產生極大的浪涌電流。它衰減得很快，持續時間一般只有幾個周期。對于脈沖變壓器而言如果工作磁通密度選擇較大，在通電瞬間就會發生磁飽和。由于脈沖變壓器和功率開關管直接相連并加有較高的電壓，脈沖變壓器的飽和，即使是很短的幾個周期，也會導致功率開關管的損壞，這是不允許的。所以一般在控制電路中都有軟啟動電路來解決這個問題。（3）要考慮溫度影響

開關電源的工作頻率較高，要求磁心材料在工作頻率下的功率損耗應盡可能小，隨著工作溫度的升高，飽和磁通密度的降低應盡量小。在設計和選用磁心材料時，除了關心其飽和磁通密度、損耗等常規參數外，還要特別注意它的溫度特性。一般應按實際的工作溫度來選擇磁通密度的大小，一般鐵氧體磁心的Bm值易受溫度影響，按開關電源工作環境溫度為40℃考慮，磁心溫度可達60～80℃，一般選擇Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。（4）合理進行結構設計從結構上看，有下列幾個因素應當給予考慮：漏磁要小，減小繞組的漏感；便于繞制，引出線及變壓器安裝要方便，以利于生產和維護；便于散熱。4磁心材料的選擇軟磁鐵氧體，由于具有價格低、適應性能和高頻性能好等特點，而被廣泛應用于開關電源中。軟磁鐵氧體，常用的分為錳鋅鐵氧體和鎳鋅鐵氧體兩大系列，錳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要應用在1MHz以下的各類濾波器、電感器、變壓器等，用途廣泛。而鎳鋅鐵氧體的組成部分是Fe2O3，NiO，ZnO等，主要用于1MHz以上的各種調感繞組、抗干擾磁珠、共用天線匹配器等。在開關電源中應用最為廣泛的是錳鋅鐵氧體磁心，而且視其用途不同，材料選擇也不相同。用于電源輸入濾波器部分的磁心多為高導磁率磁心，其材料牌號多為R4K～R10K，即相對磁導率為4000～10000左右的鐵氧體磁心，而用于主變壓器、輸出濾波器等多為高飽和磁通密度的磁性材料，其Bs為0.5T（即5000GS）左右。開關電源用鐵氧體磁性材應滿足以下要求：（1）具有較高的飽和磁通密度Bs和較低的剩余磁通密度Br磁通密度Bs的高低，對于變壓器和繞制結果有一定影響。從理論上講，Bs高，變壓器的繞組匝數可以減小，銅損也隨之減小。在實際應用中，開關電源高頻變換器的電路形式很多，對于變壓器而言，其工作形式可分為兩大類：1）雙極性。電路為半橋、全橋、推挽等。變壓器一次繞組里正負半周勵磁電流大小相等，方向相反，因此對于變壓器磁心里的磁通變化，也是對稱的上下移動，B的最大變化范圍為△B=2Bm，磁心中的直流分量基本抵消。2）單極性。電路為單端正激、單端反激等，變壓器一次繞組在1個周期內加上1個單向的方波脈沖電壓（單端反激式如此）。變壓器磁心單向勵磁，磁通密度在最大值Bm到剩余磁通密度Br之間變化，見圖7，這時的△B=Bm－Br，若減小Br，增大飽和磁通密度Bs，可以提高△B，降低匝數，減小銅耗。（2）在高頻下具有較低的功率損耗

鐵氧體的功率損耗，不僅影響電源輸出效率，同時會導致磁心發熱，波形畸變等不良后果。

變壓器的發熱問題，在實際應用中極為普遍，它主要是由變壓器的銅損和磁心損耗引起的。如果在設計變壓器時，Bm選擇過低，繞組匝數過多，就會導致繞組發熱，并同時向磁心傳輸熱量，使磁心發熱。反之，若磁心發熱為主體，也會導致繞組發熱。

選擇鐵氧體材料時，要求功率損耗隨溫度的變化呈負溫度系數關系。這是因為，假如磁心損耗為發熱主體，使變壓器溫度上升，而溫度上升又導致磁心損耗進一步增大，從而形成惡性循環，最終將使功率管和變壓器及其他一些元件燒毀。因此國內外在研制功率鐵氧體時，必須解決磁性材料本身功率損耗負溫度系數問題，這也是電源用磁性材料的一個顯著特點，日本TDK公司的PC40及國產的R2KB等材料均能滿足這一要求。（3）適中的磁導率相對磁導率究竟選取多少合適呢？這要根據實際線路的開關頻率來決定，一般相對磁導率為2000的材料，其適用頻率在300kHz以下，有時也可以高些，但最高不能高于500kHz。對于高于這一頻段的材料，應選擇磁導率偏低一點的磁性材料，一般為1300左右。（4）較高的居里溫度居里溫度是表示磁性材料失去磁特性的溫度，一般材料的居里溫度在200℃以上，但是變壓器的實際工作溫度不應高于80℃，這是因為在100℃以上時，其飽和磁通密度Bs已跌至常溫時的70％。因此過高的工作溫度會使磁心的飽和磁通密度跌落的更嚴重。再者，當高于100℃時，其功耗已經呈正溫度系數，會導致惡性循環。對于R2KB2材料，其允許功耗對應的溫度已經達到110℃，居里溫度高達240℃，滿足高溫使用要求。5開關電源功率變壓器的設計方法5.1雙極性開關電源變壓器的計算設計前應確定下列基本條件：電路形式,開關工作頻率,變壓器輸入電壓幅值,開關功率管最大導通時間,變壓器輸出電壓電流,輸出側整流電路形式，對漏感及分布電容的要求，工作環境條件等。（1）確定磁心尺寸1）求變壓器計算功率PtPt的大小取決于變壓器輸出功率及輸出側整流電路形式：全橋電路，橋式整流：Pt=(1＋1/n)Po半橋電路，雙半波整流：Pt=(1/n＋)Po推挽電路，雙半波整流：Pt=(/n＋)Po式中：Po=UoIo，直流輸出功率。Pt可在（2～2.8）Po范圍內變化，Po及Pt均以瓦（W）為單位。n=N1/N2,變壓匝數比。2）確定磁通密度BmBm與磁心的材料、結構形式及工作頻率等因素有關，又要考慮溫升及磁心不飽和等要求。對于鐵氧體磁心多采用0.3T（特斯拉）左右。3）計算磁心面積乘積SpSp等于磁心截面積Sc（cm2）及窗口截面積So（cm2）的乘積，即Sp=ScSo=[(Pt×104)/4BmfKwKj]1.16(cm4)式中：Kw——窗口占空系數，與導線粗細、繞制工藝及漏感和分布電容的要求等有關。一般低壓電源變壓器取Kw=0.2～0.4。Kj——電流密度系數，與鐵心形式、溫升要求等有關。對于常用的E型磁心，當溫升要求為25℃時，Kj=366；要求50℃時，Kj=534。環型磁心，當溫升要求為25℃時，Kj=250;要求50℃時，Kj=365。由Sp值選擇適用于或接近于Sp的磁性材料、結構形式和磁心規格。（2）計算繞組匝數1）一次繞組匝數：N1=(