1、 編號航空航天大學畢業設計題 目光伏并網逆變系統中輔助電源的研究和設計學生馬 超學 號030510121學 院自動化學院專 業電氣工程與自動化班 級0305101指導教師盛守照 副教授二九年六月航空航天大學本科畢業設計（論文）誠信承諾書本人重聲明：所呈交的畢業設計（論文）（題目：光伏并網逆變系統中輔助電源的研究和設計）是本人在導師的指導下獨立進行研究所取得的成果。盡本人所知，除了畢業設計（論文）中特別加以標注引用的容外，本畢業設計（論文）不包含任何其他個人或集體已經發表或撰寫的成果作品。作者簽名： 年 月 日 （學號）：- 52 - / 58光伏并網逆變系統中輔助電源的研究和設計摘 要現代工業

2、的快速發展，使得人們對于能源的需求與日俱增，而太陽能作為一種清潔無污染的高效能源已然得到人們的關注。光伏產業的快速發展使太陽能得到更高效的利用，其中光伏并網發電是一種重要的技術。光伏并網系統的核心是并網逆變器，逆變器中的控制芯片全部由部用輔助電源供電，本課題研究的正是5KW功率的光伏并網逆變系統中輔助電源的設計和實現。本文首先從電路拓撲選型開始，分析和研究了開關電源中常用電路拓撲結構的特點，綜合考慮電路功能和成本代價等因素，選擇反激式開關穩壓電源作為該輔助電源的電路拓撲。然后重點分析了反激式開關電源的三種工作模式，提出了各種工作模式下的一些重要參數的計算公式。進而討論了反激式開關穩壓電源的設計

3、原則和一般步驟，為后面的具體實現方案做準備。 本文重點討論了不同的方案來實現要設計的輔助電源，首先從采用TOPSwitch控制芯片，應用于公司較小功率逆變器中的輔助電源入手，對其電路參數的選擇進行分析和反設計，然后在該電路上做修改，以滿足需要的技術指標。然后采用另一種控制芯片UC3844進行新的設計方案，并在該方案的基礎上進行改善，以實現更寬圍的電壓輸入。最后比較各種設計方案，采用相對最適用最穩定的方案進行測試實驗。實驗采用逐級加載的方式，測量各種模擬工作情況下的各路電壓的輸出。選定一個典型的輸入電壓，觀察幾個關鍵電路節點的波形圖，并進行效率和損耗等一些技術指標的分析。關鍵詞：光伏并網，輔助電

4、源，反激式開關電源，TOPSwitch，UC3844，逐級加載測試Designing of Auxiliary Power Supply in Grid-Connected Photovoltaic Inverter SystemAbstractWith the fast development of modern industry and the increasing need for energy, people have been focusing on the solar energy more and more often. One of the important technolo

5、gies is the grid-connected PV power generation, of which the core is the inverter. Theres a power supply in the inverter, called auxiliary power supply, which provides operation voltage for chips inside the inverter. This paper talks over the auxiliary power supply in 5KW power inverter. This paper

6、begins with choosing circuit topology by comparing several typical converters. It is made that the fly back converter is the best choice in this design. So it mainly discusses the three operation modes of fly back converter later, then covers principles and chief methods for designing.There are seve

7、ral different programs to fulfill this designing. It starts with the topology using the integrated chip series called TOPSwitch. After analyzing the circuit parameters and counter-designing, the author made some amendments on this circuit in order to satisfy the technical norm needed. A new program

8、is made by using the control chip called UC3844, and also an improvement is made so that a wide input range is available. With all programs considered, the best one is decided and for test experiments. In a way of gradually loading, the author measures output voltages in different operations. Choose

9、 a typical input voltage and observe wave graphics on some key nodes. At last, the author makes analysis about the efficiency and dissipation in this power supply.KeyWords：Grid-connected Photovoltaic; Auxiliary Power Supply; Fly Back Converter; TOPSwitch; UC3844; Gradually loading test目 錄摘要iAbstract

10、ii目錄iii第一章緒論11.1引言11.2光伏技術的發展11.3光伏并網系統的拓撲11.4本課題研究的目的、背景和工作任務2第二章光伏并網逆變器輔助電源工作原理和設計方法42.1電路拓撲綜述42.1.1高頻開關穩壓電源的分類642.1.2高頻開關電源的調制方式42.1.3電路拓撲類型選擇52.2單端反激式開關穩壓電源的基本工作原理62.2.1單端反激式變換器的特點62.2.2單端反激式變換電路的基本工作原理82.2.3 單端反激式變換器的三種工作狀態102.3單端反激式開關電源的設計原則132.3.1單端反激式開關電源設計概述132.3.2單端反激式開關電源的設計原則142.4單端反激式開關

11、電源的設計步驟162.5變壓器的設計172.5.1集膚效應182.5.2鄰近效應202.5.3變壓器線圈的漏感202.5.4變壓器的設計步驟21第三章光伏并網逆變器中輔助電源的實現方案233.1采用TOPSwitch實現單端反激式輔助電源233.1.1已有TOPSwitch拓撲電源的分析233.1.2計算變壓器與TOPSwitch參數233.1.3分析TOPSwitch的外圍電路273.1.4分析反饋控制回路293.1.5 對已有TOPSwitch拓撲電源的修改353.2 使用3844芯片實現單端反激式輔助電源373.2.1.變壓器參數設計383.2.2 UC3844的外圍電路設計413.2.

12、3設計反饋補償回路423.3用UC3844實現寬輸入穩壓輔助電源43第四章光伏并網逆變系統中輔助電源的實驗測試454.1用逐級加載的方式測量各路輸出電壓值454.2測試電源的效率484.3在確定輸入電壓下的典型波形圖觀察49第五章總結與展望52參考文獻53致54第一章 緒論1.1引言能源是經濟發展的基礎，沒有能源工業的發展就沒有現代文明。人類為了更有效地利用能源一直在進行著不懈的努力。歷史上利用能源的方式有過多次革命性的變革，從原始的蒸汽機到汽輪機、高壓汽輪機、燃機、燃氣輪機，每一次能源利用方式的變革都極推進了現代文明的發展。隨著現代文明的發展，人們逐漸認識到傳統的能源利用方式有兩大弊病。一是

13、儲存于燃料中的化學能必須要首先轉變成熱能后才能被轉變成機械能或電能，受卡諾循環與現代材料的限制，在機端所獲得的效率只有33%35%1，一半以上的能量白白地損失掉了；二是傳統的能源利用方式給今天人類的生活環境造成了巨量的廢水、廢氣、廢渣、廢熱和噪聲的污染。因此，隨著人類生產需求的日益猛增以與地球生態環境的加速惡化，人們研究和開發高效低污染甚至零污染的新生能源技術的需求已經迫在眉睫。太陽能以其清潔、無污染，并且取之不盡、用之不竭等優點越來越得到人們的關注。太陽能將成為21世紀最重要的能源之一，據專家預測，到2100年，太陽能在整個能源結構中將占68%的份額2。1.2光伏技術的發展太陽能的光伏利用是

14、太陽能利用的主要形式，主要分為五類：獨立系統、并網發電、光電光熱結合系統、風光互補和專用系統。最近幾十年，太陽能的光伏利用通過以上幾種形式得到了迅猛的發展。90年代以來，發達國家重新掀起了發展光伏并網系統的高潮，特別是發展屋頂光伏并網系統。屋頂光伏并網系統不單獨占地，將太陽能電池安裝在縣城的屋頂上，非常適應太陽能能量密度較低的特點，而且其靈活性和經濟性都優于大型并網光伏電站，有利于普與，有利于戰備和能源安全，受到了各國的普遍重視。并網發電是光伏利用的發展趨勢，是太陽能發電規模化發展的必然方向3。1.3光伏并網系統的拓撲光伏并網系統的核心是并網逆變器，它影響和決定整個系統是否能穩定、安全、可靠、

15、高效地運行的一個主要因素，同時也是影響整個系統使用壽命的主要因素。并網逆變器實質上是一個有源逆變系統。就并網系統而言，可以分為電流型和電壓型兩大類。電流型的特征是直流測采用電感進行直流儲能，從而使直流側呈現高阻抗的電流源特性。電壓型的特征是直流側采用電容進行直流儲能，從而使直流側呈低阻抗的電壓源特性4。光伏并網系統從結構上還可以分為高頻和工頻兩種。工頻并網逆變器由于帶有工頻變壓器而體積很大且笨重。它是先通過DC/AC變換，將太陽電池直流電能轉化為交流電能，然后通過工頻變壓器和電網相連，完成電壓匹配以與和電網的隔離，實現并網發電。高頻并網逆變器首先通過DC/DC變換器將太陽能電池的直流電升壓或者

16、降壓轉化為滿足并網要求的直流電壓，然后通過橋式逆變后直接和電網相連5。無論是并網逆變器中的哪一個模塊，都離不開電力電子技術，電力電子技術是光伏技術應用與推廣的重要技術支撐。1.4本課題研究的目的、背景和工作任務本課題研究的是光伏并網逆變器中的輔助電源。并網逆變器是光伏并網系統的核心，輔助電源則是并網逆變器中的重要組成部分。所謂輔助電源，就是逆變器系統部用的給自身芯片提供驅動電壓或者工作電壓的電源，它的輸出精度和穩定度直接影響到了逆變器其他模塊的正常工作。它實際上是一個具有DC/DC變換功能的開關電源，通過某種電路拓撲來實現輸入端到輸出端的直流轉換，其中涉與到脈寬調節、整流濾波、高頻變壓器和電壓

17、電流反饋控制等多種電力電子技術，是一個具有挑戰性的課題。由于逆變器的功率規格不同，對于較大功率的逆變器而言，為了使電流不至于增大很多，需要提高輸入電壓。因此，對輔助電源的技術指標提出了更高的要求。較高的輸入電壓意味著更寬的輸入圍和開關管將承受更大的電壓應力，這對于開關管的選擇以與整個電源的穩定控制是一個值得研究的課題。公司目前正在研發5KW功率的光伏并網逆變器，本文研究的正是該逆變器中的輔助電源的設計方案，其技術指標為直流輸入250V700V，較公司以前的3KW，1KW等較小功率的產品具有更高更寬的輸入圍，同時具有更多路的輸出，其中增加了一路給風扇供電的輸出端，這就增加了輔助電源的輸出功率。在

18、這些新的技術指標下，對于功率管的耐壓和功耗以與高頻變壓器的參數選擇提出了更高的要求。本課題就是在上述背景下展開的，本文第二章將分析電源的工作原理，重點研究反激式開關電源的拓撲結構和設計方法。第三章將討論該輔助電源的三種實現方案的設計實例，其中第一種方案沿用公司較小功率產品中的輔助電源拓撲，對其電路參數進行反設計，產生設計計算報告，然后在該拓撲上進行修改。第二種方案將采用新的控制策略，實現一樣的功能。第三種方案是在第二種方案上的改進，使用電壓控制變頻技術實現更寬電壓圍的輸入。第四章給出輔助電源的實驗方案和測試結果，對實現結果進行分析，產生實驗測試報告。第五章將對整個課題進行總結，得出結論，并對光

19、伏并網逆變系統的前景寄予展望。第二章 光伏并網逆變器輔助電源工作原理和設計方法2.1電路拓撲綜述2.1.1高頻開關穩壓電源的分類6·按功率變換方式不同，有AC/DC、DC/AC（又稱逆變器）和DC/DC（又稱直流變換器）三種類別；·按驅動激勵方式的不同，有他激式和自激式兩種；·按變換器電路分類，則有單端變換器（分為單端正激式、單端反激式兩種）和雙端變換器（分為推挽變換器、橋式變換器（又分為半橋式、全橋式兩種）。2.1.2高頻開關電源的調制方式變換器的控制電路變換器的重要組成部分，直接影響到變換器的技術性能。一般講，控制電路包括調壓控制和保護兩部分。控制電路必須考慮

20、到如下一些基本要求與功能：變換器是一閉環調節系統，所以與一般調節系統一樣，要求控制電路應具有足夠的回路增益，能在允許的輸入電網電壓、負載與溫度變化圍，輸出電壓穩定度達到規定的精度要求，即靜態精度指標。同時，還必須滿足動態品質要求，如穩定性與動態響應性能。因此需要加適當的校正網絡或采用多反饋技術。要滿足獲得額定的輸出電壓與調節圍的要求。此外，還應具有軟啟動功能與過流、過壓等保護功能。必要時還要現控制電路輸出與反饋輸入之間的隔離。為保持變換器的輸出電壓穩定，通常采用占空比控制技術。改變占空比的調節方式常有脈寬調試（PWM）和脈頻調制（PFM）兩種方式。脈寬調制是指工作頻率不變，通過改變晶體管導通時

21、間或截止時間來改變占空比，應用最為廣泛。脈頻調制是采用恒定導通時間、可變截止時間或恒定截止時間、可變導通時間來實現占空比的改變7。現代高頻開關電源中絕大多數采用PWM脈寬調制技術來實現對電路的控制。與早期的線性串聯調節穩壓電源相比，PWM脈寬調制型高頻開關穩壓電源具有明顯的優點：·由于主功率晶體管工作在開關狀態，其損耗很小，使電源變換器和整機的效率大為提高。·由于鐵氧體高頻變壓器的體積和重量明顯減少，去掉了原有的笨重和龐大的老式工頻變壓器，這就大量減少了漆包線和硅鋼片，使開關電源的體積和重量大為減少，成本降低；·輸入電壓的圍可以大大變寬，負載變化的輸出電壓穩定度也

22、顯著提高；·由于開關頻率明顯升高，使副邊輸出濾波電容量減小；·電源的可靠性能也明顯增加。圖2.1 脈寬調制DC/DC高頻開關穩壓電源的基本電路圖2.1所示為在交流電網輸入條件下，脈寬調制DC/DC高頻開關穩壓電源的基本電路。PWM開關穩壓電源的高頻變壓器，并不需要像脈沖變壓器那樣不失真地傳遞原邊的脈沖波形，其主要作用是電壓變換、功率傳送、實現輸入與輸出之間的隔離。PWM脈寬調制方式，也就是占空比控制方式，通常是在固定開關頻率的條件下，直接改變主動率開關管的導通時間寬度。通過取樣、比較放大、驅動電路控制開關周期的占空比，把電網輸入整流濾波后的直流高壓，變成了高頻交變開關脈沖并

23、傳遞到副邊，再經二次整流濾波輸出客戶所需要的特定直流電壓和電流值。2.1.3電路拓撲類型選擇課題設計的電源的技術要求指標是250V-700V直流輸入，多路直流輸出，因此屬于DC/DC直流變換器。實現DC/DC變換電路可以有多種拓撲結構，常用的有Buck變換電路，Boost變換電路，Boost/Buck變換電路，這三種電路的輸出電路和輸入電路都是不隔離的。在很多情況下，希望輸出電路和輸入電路要電氣絕緣，或者希望多路輸出，尤其在小功率情況下，一般都采用單端反激式或正激式變換電路。這兩種電路都是單晶體管的功率電路，適用于小功率變換，而要求更大的變換功率時就可以由單端正激式變換電路演變出具有多晶體管的

24、功率電路，如推挽、半橋和橋式等功率變換電路，都是正激式組合電路。本課題涉與的輔助電源即DC/DC功率變換電路，具有多路輸出，并帶有反饋控制，需要輸入部分和輸出部分有良好的隔離，所以適合采用反激式或正激式拓撲結構。考慮到輔助電源是逆變器部用電源，其損耗應盡可能小。而一般來說，正激式變換電路用到的功率器件要比反激式多，變壓器也多一個消磁線圈，其磁滯損耗必定大于反激式變換電路，尤其是電路工作在100KHz以上的高頻，這些損耗就會更加嚴重。而通常消磁線圈的匝數和原邊繞組的匝數相等，占空度D<0.5，以避免由于晶體管的存儲時間使鐵心不能復位。實際應用中占空度會更小，意味著較少的連續工作狀態和較大的

25、原邊電流，不但增加了開關損耗，降低了電流效率，而且限制了輸出調整率。另外，為了使消磁線圈將導通期間存儲于磁場中的能量全部返回電源，消磁線圈必須與原邊線圈緊耦合，通常采用并繞的方式，在工藝上提出了更高的要求。當然，反激式拓撲電路的變壓器還作為儲能電感工作，其體積較大，一般只用于功率較小的DC/DC變換器。而課題設計的輔助電源功率在30W以下，屬于小功率變換器，儲能電感體積不會很大。因此，綜合考慮技術要求、成本、工藝和控制方式等因素，宜采用反激式拓撲結構的電路實現DC/DC變換。2.2單端反激式開關穩壓電源的基本工作原理2.2.1單端反激式變換器的特點在高頻開關電源功率轉換電路中，單端變換器（反激

26、、正激式）與雙端變換器（推挽、半橋、全橋式）的本質區別，在于其高頻變壓器的磁芯只工作在第一象限，即處于磁滯回線一邊。按變壓器的副邊開關整流器二極管的不同接線方式，單端變換器有兩種類型：一是單端反激式變換器（原邊主功率開關管與副邊整流管的開關狀態相反，當前者導通時后者截止，反之當前者截止時后者導通），二是單端正激式變換器（兩者同時導通或截止）。圖2.2 單端反激式變換電路結構簡圖單端反激式變換器電路結構簡圖如圖2.2所示，其具有如下優點8：（1） 開關器件少，電路簡單；（2） 不存在開關管直通問題，工作可靠性高；（3） 變壓器單向工作，不存在電路不平衡造成的偏磁飽和問題。單端反激式變換器有如下缺

27、點：（1） 開關管承受的電壓高，一樣電源電壓的情況下，單端變換器開關管上承受的電壓比半橋式和全橋式電路都高得多；（2） 由于變壓器單向工作，可利用的鐵芯的磁通變化量為,比雙端工作的變壓器要小得多，所以鐵芯利用率低，變壓器體積大；（3） 功率傳輸比的占空比較小，所以輸出功率較雙端變換器小。針對開關管承受的電壓高這個缺點，可以用雙管箝位的形式來解決，其電路如圖2.3所示，可以使開關管的電壓限制在輸入電壓。對于變壓器體積大和占空比小這兩個缺點，在小功率情況下問題不是很嚴重，可以忽略其影響。圖2.3 雙管箝位形式的單端反激式變換器的電路拓撲2.2.2單端反激式變換電路的基本工作原理如圖2.2，當加到原

28、邊主功率開關管Q1的激勵脈沖為高電平使Q1導通時，直流輸入電壓Vin加在原邊繞組兩端，此時因副邊繞組相位是上負下正，使整流管D1反向偏置而截止；當驅動脈沖為低電平使Q1管截止時，原邊繞組兩端電壓極性反向，使副邊繞組相位變為上正下負，則整流管被正向偏置而導通，此后儲存在變壓器中的磁能向負載傳遞釋放。因單端反激式變換器只是在原邊開關管導通期間儲存能量，當它截止時才向負載釋放能量，所以高頻變換器在開關工作過程中，既起變壓隔離作用，又是電感儲能元件。因此又稱單端反激式變換器是一種“電感儲能式變換器”（簡稱“電感變換器” ）。圖2.4 連續模式下變壓器原邊與副邊電流示意圖圖2.4是反激式變換器在連續模式

29、下的變壓器原邊和副邊的電流波形示意圖。在Q1導通期間，輸入直流電壓加在原邊繞組兩端，使原邊線圈中的電流線性升高：。當導通結束時，原邊電流幅值為（省略Q1的飽和壓降）：（2-1）副邊繞組電壓為：（2-2）當開關管Q1截止時，其集電極電位變為高電平，原邊繞組電流變為零，副邊繞組兩端感應電壓極性反向，使D1導通，向充電，變壓器儲能開始釋放，副邊電流則線性下降。它經變壓器耦合反射到原邊，又形成一個上負下正的反射電壓：（2-3）當開關管從導通變為截止時，原邊繞組電流變為零，高頻變壓器將儲存能量轉移到副邊，此時整流二極管導通，副邊繞組產生感應電流。若忽略變壓器的各種損耗，根據能量守恒定律，則高頻變壓器的初

30、級與次級能量應滿足關系式（2-4）式中，是開關管導通快結束時原邊電流的最大值，為Q1剛截止時副邊電流的最大值。同理，當開關管Q1從截止狀態變為導通時，整流二極管變為截止，副邊繞組電流突變為零，則經釋放過程后剩余的能量將轉移回初級，故有：（2-5）式中，是開關管剛導通時原邊繞組的電流初始值，是整流二極管截止瞬間之前副邊繞組中的電流。當Q1導通，電路工作進入穩態后，原邊電流又線性增大，變壓器又開始儲存能量。在Q1截止期間，流過副邊繞組的電流為：（2-6）式中，是輸出電壓，是Q1開始截止時的副邊繞組電流幅值。因原邊與副邊電流、繞組匝數關系式為：，因此可得到關系式：（2-7）2.2.3 單端反激式變換

31、器的三種工作狀態由于原邊、副邊電感量為常數，使原邊電流和副邊電流按現行規律升高或降低。根據式（1-6），單端反激式變換器的副邊電流工作狀態有三種：磁化電流的臨界狀態：（見圖1.5中電流波形） （2-8）磁化電流的非連續狀態：（見圖1.6中電流波形） （2-9）磁化電流的連續狀態：（見圖1.7中電流波形） （2-10）圖2.5 在臨界狀態下單端反激式變換器的電壓、電流和磁通波形臨界狀態是指：開關管Q1在截止時間結束的過程與副邊繞組電流衰減到零所需的時間相等，即Q1在重新導通之前，副邊電流正好降低到零，原邊繞組電流也將從零開始線性升高，升高速率為。臨界狀態時的原邊電流、副邊電流、原邊繞組感應電壓、

32、開關管電壓波形、高頻變壓器磁通變化波形等圖2.5。圖2.6 在非連續狀態下單端反激式變換器的電壓、電流和磁通波形非連續狀態指：Q1截止時間長于副邊繞組電流降到零的時間，即，也就是副邊電流與變壓器磁通是在Q1截止之前已下降到零（假若不計剩磁）。在新的周期開始Q1又導通時，原邊電流和磁通都是從零開始線性增大，其速率為。在磁化電流為臨界狀態和非連續狀態下，Q1導通期間儲存在變壓器中的能量為：根據式（2-1）可知，單位時間里的供電能量，即輸入功率為：（2-11）假若不考慮電路中的損耗，全部功率都輸送到負載上，那么輸出功率等于輸入功率：由此，可得到輸出電壓的計算式：（2-12）在非連續狀態下的單端反激式

33、變換器的電壓、電流和磁通波形見圖2.6。由式（2-12）可知，輸出電壓與負載電阻有關：負載電阻越大、輸出電壓越高，而負載電阻越小則輸出電壓越低。這是反激式變換器的工作特點。因此空載時必須接上“假負載”，否則會造成輸出電壓過高而損壞晶體管。另外，輸出電壓值還隨輸入電壓的變化而改變，并隨導通時間的延長而增大。當Q1截止時，副邊整流二極管導通，若忽略其正向壓降，則副邊繞組電壓值約等于輸出電壓。設、分別是原邊和副邊繞組匝數，因此原邊繞組上的感應電壓為：（2-13）可見在Q1截止期間，它承受的電壓為：（2-14）因此在選擇功率開關晶體管時，不但要考慮變壓器原邊電流最大值是否超出晶體管極限值，還需要考慮到

34、它所承受的電壓幅值不能超出晶體管允許值。在開路試驗中，不能讓負載斷開引起輸出電壓劇增而損壞功率管。在原邊繞組電感量、開關周期T、輸入電壓E等參數確定后，雖然負載電流、負載電阻變化，但只須相應調節開關管導通時間，就能維持輸出電壓值穩定不變。從式（2-1）看出，單端反激式變換器的高頻變壓器在Q1導通期間的儲存能量，與副邊的負載大小無關，即原邊繞組最大電流值不受負載影響，它只決定于原邊繞組電感量、施加的輸入電壓值E和導通脈沖寬度。磁化電流值連續狀態下的單端反激式變換器的電壓、電流和磁通波形如圖2.7所示。當Q1的截止時間小于副邊電流衰減到零所需時間的情況下，那么在Q1截止結束時，副邊電流將大于零。

35、圖2.7 在連續狀態下單端反激式變換器的電壓、電流和磁通波形在磁化電流連續狀態情況下，當Q1再次導通開始下一個周期時，變壓器原邊電流不是從零增大，而是從初始值開始按的速率升高，在Q1導通結束時增大到。該電流波形與半橋式等雙端電路的電流波形相似，而與單端反激式變換器在非連續和臨界狀態時代電流波形不同。2.3單端反激式開關電源的設計原則2.3.1單端反激式開關電源設計概述設計單端反激式開關電源，涉與到電氣工程的許多方面，如模擬電路和數字電路的結構，雙極管、MOSFET和IGBT等功率管器件的特性，磁性材料的考慮，熱溫升的散發，過流和過壓的安全防護，控制回路的穩定性能等。這就意味著設計涉與到需要綜合

36、協調的許多可變因素。現代電力電子技術領域出現的高度集成化的IC器件，使得這項設計任務大簡化。大多數高集成IC器件都具有模擬和數字控制電路，能完成隔離變壓、調整穩壓、自動保護等開關電源需要的全部功能，并且建立了IC部回路的穩定性，因此能有效地縮減設計變數項目6。單端反激式開關電源一般有幾個主要的組成部分，如輸入整流電路、輸入濾波電路、功率變壓器與其箝位電路、功率開關管與其保護電路、輸出濾波電路和反饋控制回路。作者認為，其中變壓器和反饋控制回路的設計是反激式開關電源的關鍵，是最重要的兩個部分。變壓器的設計關系到反激式開關電源的能量能否有效地傳遞到輸出端，使輸出端有穩定的電壓輸出并保證開關電源有較高

37、的轉換效率。而不合格的變壓器不但不能完成能量有效傳輸的功能，降低電源的效率，還會對功率器件造成過壓沖擊、電磁干擾等危害，影響電源的穩定工作，即使設計了一個很有效的反饋控制回路，也無法保證電源的正常工作。圖2.8 反饋控制回路示意圖反饋回路包括感應增益電路、參考輸入、補償電路、脈寬調制電路和晶體管門極驅動電路等，如圖2.8。一個好的反饋回路可以有效地自動調整需要的占空比，無論輸入電壓、負載電流或者器件取值的變化等引起的干擾大小，都能隨時保證輸出電壓的精確度和穩定度。2.3.2單端反激式開關電源的設計原則根據單端反激式變換器的三種工作方式，即連續工作模式（CCM）、臨界連續模式和斷續工作模式（DC

38、M），其設計原則和設計步驟也不盡一樣。臨界連續模式和斷續模式的設計流程基本一樣，而與連續工作模式有很大的區別，主要體現在變壓器原邊繞組的電流峰值不同，一般來說斷續模式下原邊繞組的電流峰值要大，而原邊繞組的電感量要小。斷續模式下輸出電壓和流過負載的電流有關，必須通過調節占空比來保證輸出電壓的穩定，因此電流斷續狀態一般用于負載變化很小的場合。確定單端反激式開關電源所處的工作模式是開始設計工作之前的必要環節。設計單端反激式開關電源，要在保證穩定正常工作的前提下，盡量降低成本，提高電源效率。這也是所有電源開發所要遵循的設計原則。而通常要達到一個好的技術指標，往往要通過添加輔助的外圍電路的方法，這就增加

39、了成本。因此，電源的設計就是要在技術指標和成本高低上選擇一個折中，或者說是最優化設計。單端變換器的重要設計原則是必須使高頻變壓器磁芯的磁通復位。反激式開關電源同樣也要遵循這個原則。從第一章對單端反激式開關電源的三種工作模式的分析看出，在Q1導通期間隨著原邊電流的增大，高頻變壓器磁芯中的磁通也不斷增大；而在Q1截止期間，副邊繞組中的電流線性衰減，即磁通也線性降低，取決于副邊回路的參數。在非連續狀態和臨界狀態下，當開關管導通后，磁通從零值（實際上是磁滯回線對應的剩余磁通）升到；當開關管截止后，磁通又從返回的原來位置，實現磁通復位。在連續狀態下，導通期間的磁通則是從升到，而截止期間磁通則是從降到，也

40、實現磁通復位。如果說在開關工作周期結束時，磁通沒有回到周期開始時的起點，則變壓器磁芯的磁通將周而復始地逐步增大，導致磁芯飽和而損壞功率開關管。要滿足單端變換器磁通復位的條件，必須讓高壓開關管在一個周期的導通和截止期間，加載高頻率變壓器原邊繞組上的伏-秒數相等，即滿足：（2-15）在非連續狀態下，因為Q1截止的時間足夠長，滿足式子的右邊大于左邊，即圖2.6中原邊繞組感應電壓零線上下兩部分陰影面積必然相等，滿足復位條件。在連續狀態和臨界狀態條件時，應當滿足一下等式： 即 （2-16）（2-17）只要滿足關系式（2-16）就能使圖2.7中的原邊繞組感應電壓零線上下兩部分陰影面積相等，可實現開關管導通

41、期間的磁通從升到，而截止期間又從回復到。關系式（2-16）也可改寫成計算式：（2-18）式中，占空比。從上面關系式看出，當單端反激式變換器工作在磁化電流為連續狀態時，其輸出電壓只取決于原邊與副邊繞組匝數比、脈沖導通時間與截止時間之比，以與輸入電壓E的值，而與負載電阻大小無關。從式（2-12）和式（2-18）可得到臨界截止時間的計算式：，（2-19）可見當截止時間小于上式臨界時間條件時，單端變換器工作將進入連續工作狀態，也就是當功率開關管剛導通時原邊電流的初始值不為零。它的輸入功率為：（2-20）式（2-20）即為單端反激式變換器工作在磁化電流連續狀態下的基本關系式。此時因為有初始電流，使平均功

42、率增大，故輸出功率也增大。因此在電網變化或者負載變化時，只需要稍微調節脈沖寬度，就能穩定輸出電壓不變。2.4單端反激式開關電源的設計步驟 根據前面的討論，開關電源的設計，本質上是一個把許多變數調節到最佳值的反復過程。它的設計方法大體上可由三部分組成：一是完整的設計流程圖，二是簡明扼要的設計步驟，三是深化的數據信息處理6。在構思階段的流程圖，是作為一個框圖來提供全局的概貌，并指出完整的設計步驟。作者結合TOPSwitch產品手冊AN-16給出的設計流程圖，給出一個比較通用的設計流程圖，適合于大多數IC控制芯片組成的反激式開關電源。在上一節中討論的變換器的三種工作模式的區別，體現在設置電流比例因數

43、、確定原邊電流和計算原邊電感等步驟上。反激式開關電源的流程圖如下：圖2.9 單端反激式開關電源的逐步設計方法流程圖根據流程圖，將已知的技術指標帶入計算，可以逐步對開關電源進行設計。根據選擇的IC控制芯片和開關管的不同，設計步驟可能有所不同，大基本上不會有很大的差異。作者將在第三章中分別討論用TOPSwitch系列和UC3844控制芯片來設計單端反激式開關電源。2.5變壓器的設計在電磁元件的設計中，一般都涉與到線圈。在低頻時，依據線圈直流電阻引起的允許損耗設計線圈。在給定損耗和散熱條件下，選取磁芯和導線尺寸。但是隨著開關電源工作頻率增加，高頻電流值線圈中流通產生嚴重的高頻效應，加之寄生電感、電容

44、的影響大損害了開關電源電路的性能，如效率降低、電壓尖峰、寄生振蕩和電磁干擾等。為了對付寄生效應產生的有害影響，電路上可采用緩沖、箝位等措施改善高頻開光電源的性能。然而這樣做的代價是使電路復雜化，可靠性降低。因此，弄清楚寄生參數產生的原因，從根本上找到減少這些不利的高頻電磁效應的方法，是改善開關電源中變壓器的性能，從而提高開關電源的可靠性的有利途徑。2.5.1集膚效應 載流導線總是兩條線，假設電流的回流線相距非常遠，回流線磁場不會對單根載流導線的磁場產生影響。這樣單根導線電流產生的磁場如圖2.10所示。當流過導線的電流是直流或低頻電流I，在導線和導線的周圍將產生磁場B，磁場從導體中心向徑向方向擴

45、展開來。圖2.10 低頻時單根導線的磁場 取沿導線長度的橫截面，低頻電流值整個截面上均勻分布。當導體通過高頻電流i時，變化的電流就要在到體和導體外產生變化的磁場（圖2.11中1-2-3和4-5-6）垂直于電流方向。根據電磁感應定律，高頻磁場中導體沿長度方向的兩個平面L和N產生感應電勢。此感應電勢在到體整個長度方向產生的渦流（a-b-c-a和d-e-f-d）阻止磁通的變化。可以看到渦流的a-b和e-f邊與主電流O-A方向一致，而b-c邊和d-e邊與O-A相反。這樣主電流和渦流之和在導線表面加強，越向導線中心越弱，電流趨向于導體表面，這就是所謂的集膚效應。圖2.11 高頻電流引起的集膚效應 可以將

46、上述導體由中心到表面的磁電關系等效為一個L、R的倒L形串聯等效電路，如圖2.12。其中，表示表面外的全部電感，表示n單元單位長度的電感，表示導體單位長度的電阻。A點表示導線表面，B點表示導線的中心。電路的輸入是導線的全部電流。當流過低頻電流時，電感作用很小；但流過高頻電流時，由于分布電感作用，外部電感阻擋了外加電壓的大部分，只是在接近表面的電阻才流過較大電流。由于分布電感降壓，表面壓降最大，由表面到中心壓降逐漸減少，電流也愈來愈小，甚至沒有電流，也沒有磁場。圖2.12 集膚效應的電路描述導線中電流密度從導線表面到中心按指數規律下降，導線有效截面積減少而電阻加大，損耗加大。工程上定義從表面到電流

47、密度下降到表面電流密度的1/e的厚度為穿透深度，其與頻率和導線物理性能的關系式為：（2-21）式中，為導線材料的磁導率，為材料的電導率，k為材料電導率溫度系數，為角頻率。對于圓導線，直流電阻反比于導線截面積。因集膚效應使導線的有效截面積減少，交流電阻增加，當導線直徑大于兩倍穿透深度時，交流電阻與直流電阻之比可表示為導線截面積與集膚面積之比：（2-22）可見，穿透深度與頻率平方根成反比，而隨著頻率的增加，穿透深度減少，/隨之增加。大直徑的導線因交流電阻引起的交流損耗大，經常用截面之和等于單導線的多根直徑小于穿透深度的導線并聯，以減少集膚效應帶來的交流損耗9。2.5.2鄰近效應當回流導體靠近時，彼

48、此產生的磁場向量相加。在兩根流過相反電流導線之間的磁場疊加，場地強度最強。在兩導線外側，兩磁場抵消，磁場強度很弱。而在導線部，由兩導線外側向逐漸加強，到達導線表面時磁場最強。若兩根導線厚道大于穿透深度，流過相反的且相等的高頻電流和時，導線A流過的電流產生的磁場穿過導線B,與集膚效應相似，在導線B中產生渦流。在靠近A的一邊渦流與的方向一致，相互疊加；而在遠離A的一邊，渦流與方向相反而抵消。同理導線A中的電流受到導線B中電流產生的磁場作用，在靠近導線B的一邊流通。使得導體中電流擠在兩導線接近的一邊，這就是鄰近效應。如果兩導線相距w很近，鄰近效應使得電流在相鄰側表面流通，磁場集中在兩導線間。導線的外

49、側，既沒有電流，也沒有磁場。由于鄰近效應，電流集中在導線之間穿透深度的邊緣上，使導線有效截面積減少，損耗增大。同克服集膚效應一樣，可以用截面之和等于單導線的多根直徑小于穿透深度的導線并聯減小鄰近效應的影響9。2.5.3變壓器線圈的漏感在實際變壓器中，如果初級磁通不全部匝鏈，次級就會產生漏感。漏感是一個寄生參數，當開關管有導通狀態轉為斷開時，漏感存儲的能量就要釋放，產生很大的尖峰，造成電路器件損壞和很大的電磁干擾，并惡化了效率。雖然可增加緩沖電路抑制干擾和能量回收，但首先在磁芯選擇、繞組結構和工藝上應盡可能減少漏感。考慮端部磁通，變壓器初級繞組的漏感可用下式計算：（2-23a）式中 （2-23b

50、）其中，是空氣的磁導率，是原邊繞組匝數，是繞組平均長度，是窗口高度，是初級占窗口高度，是次級占窗口高度，是兩線圈間間隔。 可見，漏感與初級匝數的平方成正比，與窗口的高度成反比。因此，減少匝數，選取大的窗口寬度可減少漏感。線圈之間的間隔越小，漏感也越小。減少漏感的主要方法是線圈交錯繞，如果將初級線圈分成兩半，將次級線圈夾在中間，就可以大降低漏感9。2.5.4變壓器的設計步驟先由已知的電源參數如輸出功率、電源效率、輸入電壓圍，確定原邊最大平均電流：（2-24）可根據需要先確定一個最大占空比，一般電流模式控制的開關電源把最大占空比控制在0.5以下，有利于反饋回路的控制和減小輸出電容的應力。由式（2-

51、24）可以計算原邊電流的峰值：（2-25）式中是脈動電流與尖峰電流的比值，式（2-25）同時適用于連續電流模式和斷續電流模式。當電流連續時，一般取為0.40.6。當電流斷續時，=1。由此，原邊電感可計算如下式：（2-26）其中，是電源的工作頻率，由設計者自己設定，具體可以用定時電阻和電容加在控制IC芯片的外部電路來實現。接下來是選擇磁芯規格，大體上可以有兩種方式，一種是通過計算電源所需要的總功率先選擇功率合適的磁芯，最后通過窗口校核和磁密度校核來判定所選的變壓器是否合適。另一種是通過計算參數來選擇合適的變壓器，根據計算公式的不同，可以有面積乘積法和幾何尺寸參數法兩種，其區別在于：面積乘積法是把

52、導線的電流密度作為設計參數，而幾何尺寸參數法則是把繞組線圈的損耗即銅損作為設計參數。面積乘積法（也叫AP算法）的計算公式為：（2-27）式中，為磁芯窗口面積，為磁芯截面積，為磁芯工作磁感應強度，對于鐵氧體材料一般取1.6T。為窗口有效使用系數，根據安規的要求和輸出路數決定，一般為0.20.4。為電流密度系數，一般取左右。根據式（2-27）求得的值選擇合適的磁芯，一般盡量選擇窗口長度之比比較大的磁芯，這樣磁芯的窗口有效使用系數較高，同時可以減小漏感。一般都要在變壓器的磁芯開氣隙，以防止磁勢飽和。根據選擇的磁芯，可以知道其具體參數，計算需要的最小氣隙長度：（2-28）根據磁芯手冊上提供的曲線，確定

53、的值，進一步計算原邊匝數如下：（2-29）由原邊電感和已知的輸出電壓，可以計算副邊繞組的匝數和電感量：（2-30）（2-31）選取電流密度，計算原邊和副邊的導線線徑：（2-32）根據計算得到的導線直徑選擇合適的導線。最后通過窗口校核，如果符合就可以完成變壓器的設計了。應該指出，變壓器的設計方法各有不同，計算出來的數值也不盡一樣，必須要經過實驗驗證，反復地調節變壓器的各種參數，直到滿足電源的技術要求。第三章 光伏并網逆變器中輔助電源的實現方案3.1采用TOPSwitch實現單端反激式輔助電源3.1.1已有TOPSwitch拓撲電源的分析現有用TOPSwitch實現的單端反激式穩壓電源的拓撲電路，

54、該電源作為我公司已投入市場的較小功率的逆變器中的輔助電源，具有良好的性能。部分電路拓撲如圖3.1。圖3.1TOPSwitch輔助電源的電路原理圖對于該輔助電源，其技術指標為直流輸入120V450V，多路直流輸出，。如圖所示，輸出端接后續整流電路，由三端穩壓芯片、共模電感、濾波整流電容等構成，不屬于本文的討論圍。3.1.2計算變壓器與TOPSwitch參數由已知的技術參數，可以計算電源的輸出功率，保留一定裕量可取輸出功率。考慮變壓器、功率管等一些半導體器件的損耗與附加損耗，預選取電源的效率為，這也是常用的單端反激式開關電源可以達到的效率。根據這些參數，就可以計算原邊繞組的最大平均電流，根據計算式

55、：（3-1）計算。該電路設計的變壓器結構如圖3.2，其中原邊繞組匝數為匝，副邊繞組的匝數為3匝，且該副邊輸出電壓是作為反饋電壓控制來調節占空比的，另外的副邊繞組應以該副邊為準。因此，原副邊的匝數比n=55/3=18.3。根據（3-2）式中，是TOPSwitch導通期間漏極-源極的平均電壓值。從實際情形考慮，應設在10V。計算。圖3.2TOPSwitch輔助電源變壓器的平面結構圖TOPSwitch截止時，副邊二極管導通，在副邊繞組上的電壓反射到變壓器原邊繞組，TOPSwitch的漏極腳高壓將是該反射電壓疊加在直流輸入電壓上。除此之外，截止瞬間在漏極上，還有一個由變壓器原邊漏感引起的電壓尖峰。當輸

56、入電壓升到最高時，漏極的直流電壓接近最大值的最壞情形。因此，有必要在原邊繞組設置一個箝位電路，它包括一個齊納箝位二極管和一個阻斷反接二極管。根據實際經驗，齊納管的箝位電壓額定值，必須比反射電壓值大50%。通常規箝位齊納管的額定電壓，是工作中低電流值和室溫下。高壓齊納管有較強的正溫度系數，并且有純電阻性能。因此，在大電流和高溫條件下，會明顯增大。實驗數據表明，峰值高于規的約40%6。所以在選用箝位齊納管時，就應當對此做出考慮。另外，串聯在箝位齊納管電路的阻斷二極管，由于它的反向恢復時間會引起尖峰電壓，故增加20V的余額是必須的。綜合考慮所有因素后，TOPSwitch漏極的最大電壓值計算如下：（3

57、-3）。齊納二極管的額定電壓值。反向阻斷二極管應采用超快回復高壓整流管，其反向恢復時間應小于75ns。擊穿電壓值選擇根據實驗經驗，TOP2系列用600V。圖3.1中TOPSwitch所用規格為TOP243，經查閱，其漏源極最大額定電壓為700V，可見還留有37V左右的安全裕量。齊納箝位二極管型號為SMBJ170CAB，其反向耐壓值為170V，雙向導通。反向阻斷二極管型號是MUR160，它能承受的最大反向電壓是600V，反向恢復時間是50ns。設計電源工作在連續工作模式，設定脈動和尖峰電流比，由計算式（3-4）。有效值計算式為：（3-5）。TOPSwitch規定一個最小電流限制值，產品資料中的該值是在室溫下的，為了適應高溫時該參數的少量降低，必須考慮在