1、通信原理復習提綱第1章 緒論1、通信：信息的傳輸與交換，用“電”來傳遞“信息”的方式簡稱通信2、通信系統模型：模擬通信系統數字通信系統3、 信系統的分類： 模擬基帶傳輸系統 模擬通信系統 模擬調制傳輸系統通信系統 數字基帶傳輸系統數字通信系統 數字調制傳輸系統 模擬通信：信道中傳輸的是模擬信號。 數字通信：信道中傳輸的是數字信號。 （通信的其他分類方式見教材） 4、 通信方式分類：單工通信、半雙工同時、全雙工通信5、性能指標 有效性-傳輸信息的速度。 可靠性-傳輸信息的質量。（1）模擬通信 有效性：用有效傳輸帶寬表征傳輸信息的速度，B越小，有效性越好 可靠性：用接受端輸出信噪比來量度，S/N越

2、大，可靠性越好 （2）數字通信 傳輸速率（系統有效性） a、碼元速率Rs：每秒鐘傳輸的碼元數，單位波特band，Rs也稱波特率 b、信息速率Rb:單位時間傳輸的信息量，單位bit/s，Rb稱比特率 一個二進制碼元的信息量1bit 一個M進制碼元的信息量bit Rb=Rs（bit/s） RS=（band） c、頻帶利用率：單位頻帶能傳輸的信息速率 b= 單位bit/s.Hz 差錯率（系統可靠性） 誤比特率Pb= （誤信率） 誤碼元率Ps= （誤碼率）第2章 模擬線性調制線性調制的特點：已調信號的頻譜結構正比于基帶信號頻譜結構，僅僅是頻譜位置的線性搬移。一、 常規調幅（AM）1、 調制 時域表達式

3、： sAM(t)= A0+f(t)·cosct+c頻域表達式：帶寬： 基帶信號最高頻的2倍輸入功率： 調制效率： 對單頻余弦f(t)： 滿調幅 。則 效率低，主要是載波功率大，又不攜帶信息所至。2、解調(1)、相干解調原理： 低通濾波后得：（2）、非相干解調原理：包絡檢波、平方律檢波（必須有載波分量才能解調）二、抑制載波的雙邊帶調幅(DSB-SC) 1、 調制 時域表達式: 頻域表達式: 效率 高(抑制了載波)帶寬： 2、解調：只能相干解調，不能用包絡檢波解調三、單邊帶調制（SSB）1、 產生：（1）濾波法形成單邊帶信號一級濾波法規一化值 要求不低于多級濾波法（2）用相移法實現單邊帶

4、信號2、單邊帶信號的解調由于單邊帶信號抑制了載波，故必須用相干解調法四、殘留邊帶調制(VSB)1、產生 常用濾波法(抑制了載波)頻域表達式時域表達式2、解調 VSB抑制了載波,故要用相干解調五、線性調制系統的抗噪聲性能噪聲只對已調信號的接收產生影響，故對通信系統的抗噪聲性能研究，可只考慮解調器的抗噪聲性能。1、分析模型 帶通濾 波 器低通濾 波 器 n(t) s(t) 2、雙邊帶調制相干解調的抗噪聲性能輸出信噪比 輸入信噪比 信噪比增益 3、單邊帶調制相干解調的抗噪聲性能必須注意：，而，并不能說明雙邊帶調制抗噪聲性能優于單邊帶調制。因為上述討論中雙邊帶的平均功率是單邊帶信號的2倍。如果在、W都

5、在相同的條件下比較，二者信噪比相等。4、常規調幅包絡檢波的抗噪聲性能包絡檢波一般模型 n(t)帶 通濾波器包 絡檢波器 大信噪比情況輸入信噪比 輸出信噪比 信噪比增益 上式說明 與直流分量有關，隨減小而增加，但對常規調幅來說為了不發生過調幅故總有，解調后信噪比惡化。對100的調制，。則最大信噪比增益 小信噪比情況：與噪聲分不開，調制信號已被噪聲干擾，無法解調第3章 模擬角調制 調頻FM角 調 制（非線性調制） 調相PM一、角調制的基本概念 PM：（為移相常數）瞬時相位 瞬時頻率單頻余弦波調制的PM 調相指數 FM （為頻偏常數）瞬時頻率 瞬時相位 單頻余調制的FM 調頻指數 最大偏頻二、窄帶角

6、調制窄帶角調制條件：調頻或調相引起的瞬時相位偏移遠小于30度 NBFM： NBPM： 1、 窄帶調頻（NBFM）單頻調制情況2窄帶調相。也與常規調幅相似，且帶寬相等。三、寬帶調頻1、單頻信號的寬帶調頻。調制信號 時域表達式 =頻域表達式 帶寬：卡森公式 - 調制信號最高頻，- 最大頻偏功率分配 總功率：= 載波功率 邊帶功率 四、寬帶調相1、寬帶調相信號表達式 調制信號調相信號 最大角頻偏 2、信號頻帶寬度 隨調制信號頻率變化，不利于充分利用信道頻帶。五、調頻信號的產生與解調1、產生（1）直接調頻法-用調制信號改變電抗元件參數，進而改變振蕩器頻率（2）倍頻法-先產生NBFM信號。然后倍頻和混頻

7、成WBFM信號2、調頻信號的解調（1）非相干解調-適用窄帶和寬帶調頻信號解調具有線性頻率電壓轉換關系的鑒頻器（2）相干解調-適應對NBFM信號解調六、調頻系統的抗噪聲性能1、 非相干解調的抗噪聲性能輸入信噪比 輸出信噪比 信噪比增益 在單頻調制時 門限效應當輸入信噪比下降到一定程度時，輸出信噪比急劇惡化。 2、相干解調的抗噪音聲性能（只適合窄帶調頻信號）窄帶調頻信號輸入、輸出信噪比 信噪比增益 單頻調制時，常取則結論：NBFM相干解調比WBFM非相干解調信噪比增益低得多。NBFM相干解調不存在門限效應。七、采用預加重和去加重改善信噪比八、頻分復用（FDM）復用：若干獨立的信號在同一信道中傳送，

8、可提高信道利用率。復用 1、頻分復用原理FDM：是對信道進行頻域分割，每路信號占一個頻段，接收端用濾波器將多路信號分開，分別解調和終端處理。2多級調制。 目 的：減少載頻數量、部件類型，并使濾波器制作容易。多級調制：在一個復用系統內，對同一基帶信號進行兩次或兩次以上同種方式的調制。3、復合調制兩種或兩種以上的調制方式形成的復用系統。九、模擬通信系統的應用舉例1、載波電話系統載波電話：在一對傳輸線上同時傳輸多路模擬電話，使用SSB的FDM方式，其設備（載波機）用于長途通信。2、調幅廣播調幅廣播采用常規調幅方式中波載頻 535kHz-1605kHz 自由空間傳播 地區性廣播短波載頻 3.9MHz-

9、18MHz 電離層反射 數千公里調制信號最高頻 電臺間隔 3、調頻廣播單聲道調頻廣播調頻廣播載頻87MHz-108MHz 頻帶 電臺間隔 200kHz 雙聲道立體聲調頻廣播4、廣播電視標準頻道 載頻范圍49。75MHZ-951。25MHZ 伴音調頻調制信號最高頻 最大頻偏 調頻信號帶寬 雙邊帶發射圖像調幅 調制信號帶寬 06MHz 用殘留邊帶發射方式5、 衛星直播電視圖像傳輸：調頻 。 。 保護間隔1MHz伴音傳輸：單路伴音 FM多路伴音 數字化（時分復用）高頻電視信號經一次調制后的伴音與圖像信號相加成FDM基帶信號，對70MHz中頻載波調頻，然后經高頻、放大后發射。6、通信衛星的頻分多址方式

10、多址方式 7、模擬移動電話移動通信：通信雙方中至少有一方是移動的。模擬移動電話通信模擬移動通信頻段 900M （高頻）話音電子高頻 最大頻偏 帶寬B=2（5+3）+ =20 規定25第4章 模擬信號的波形編碼模擬信號-編碼-數字信號 波形編碼（時域波形 數字序列，數碼率16 64 Kbit/s 重建信號質量好）語音編碼參量編碼（處理信號，提取語音信號特征參量，變成數字代碼，數碼率16Kbit/s以下，重建信號質差）一、脈沖編碼調制(PCM)1、PCM的基本原理發送端接收端模擬 x(t) 預濾 波形 數字 波形 低通 x(t) 模擬 信源 波器 編碼器 信道 解碼 濾波 終端抽樣：把時間上連續的

11、模擬信號變成時間上離散的抽樣信號。量化：把幅度上連續的模擬信號變成幅度上離散的量化信號。脈沖編碼調制(PCM)：以模擬信號為調制信號（二進制碼）以二進制脈沖序列為載波。電話信號的PCM碼： 原始話音：40Hz10000Hz 濾波后：300Hz3400Hz PCM碼組：8位二進制碼組成2、抽樣抽樣：將時間上連續的模擬信號變為時間上離散樣值的過程。低通抽樣定理：一個頻帶限制在（0，）內的連續信號x(t), 若抽樣頻率大于或等于2，則其樣值序列x(nTs)可以無失真地重建原始信號x(t)。滿足抽樣定理的最低抽樣頻率稱奈奎斯特(Myquist)頻率。帶通抽樣定理：對帶通信號B=抽樣頻率應滿足，式中，的

12、最大正數。由于<1，故在至之間變動。顯然抽樣頻率比小得多。自然抽樣：實際中無法得到理想沖激脈沖序列。而只有頂部有持續時間的脈沖序列平頂抽樣：抽樣脈沖期間幅度不變的抽樣稱平頂抽樣。（理想抽樣+保持抽樣）3、量化量化：對樣值進行幅度離散化的過程。量化間隔 均勻化相等 非均勻化不相等 量化誤差 量化噪聲的平均功率總量化噪聲功率為不過載的噪聲和過載噪聲功率之和。4、均勻量化和線性PCM編碼。（1）均勻量化量化器的量化范圍-v到v, 量化間隔數L，則量化間隔均勻量化不過載的噪聲功率（2）線性PCM編碼：對均勻量化的量化間隔或量化電平用n位碼表示，得到了數字編碼信號。量化信噪比 表示量化質量。正弦信

13、號：輸入幅度為的正弦信號，且不過載。 ，用n位二進制碼表示L個量化電平， 并令歸一化有效值（信號有效值與量化器最大量化電平之比）滿載正弦波（ ）的最大信噪比語言信號：過載噪聲總量化噪聲平均功率 語言信號平均功率 量化器的信噪比為 ， 當D0.2時，過載噪聲很小，量化噪聲是主要的的當信號有效值很大時，過載噪聲是主要的均勻量化器的優缺點：優點：廣泛應用于線性A/D接口（計算機A/D變換，遙控遙測，圖像信號，數字化接口）。缺點：在數字電話通信中的不足：A）電話信號動態范圍很大 （信號有效值） B）人耳要求電話信噪比25dB 為在動態范圍4050dB內， 均大于25dB。n=12位，其信息速率高，傳輸

14、帶寬寬。 C）語言信號取小信號時的概率大，均勻量化小信號時的信噪比明顯低于大信號。5非均勻量化：量化間隔不相等的量化。6對數量化及其折線近似國際電話電報咨詢委員（CCITT）建議對語言信號采用A律律壓縮特性。（1）A律對數壓縮特性。 A為壓縮系數A=1 無壓縮 A越大壓縮愈明顯 國際標準： A律13折線 A=87.6 L=256時小信號信噪比改善24 dB 中國采用（2）律對數壓縮特性。 =0 無壓縮 越大壓縮愈明顯。國際標準：律15折線 =255L=256時，對小信號信噪比改善33.5 dB 歐,美使用。7A律PCM編碼原理（1）常用的二進制碼。自然二進制碼NBC： 十進制正整數的二進制碼折

15、疊碼FBC （PCM采用折疊碼）： 左邊第一位表正，負號。（正 1 ，負0） 絕對值相同的折疊碼，除第一位外都相同，形成相對零電平的對稱折疊格雷碼RBC： 任何相鄰電平的碼組，只有一位碼發生變化。（2） 律PCM編碼規則 段落碼 （表示八段000111）段內碼 （每段分16等分00001111）共八位編碼為了使編碼造成的量化誤差小于量化間隔的一半，解碼時要加上該層量化間隔的一半，即(3) 信道誤碼對信噪比的影響。在自然碼、均勻量化及輸入信號均勻分布的前提下。可證明式中 S 滿載時輸信號功率 量化噪聲功率 誤碼噪聲功率 n為碼元數，L 量化電平 碼元的誤碼率。8差分脈碼調制（DPCM）目的：提高

16、數字通信系統頻帶利用率。(1) DPCM原理：大量分析表明，可根據前些時刻的信號樣值預測當前時刻的樣值。預測值和實際值之差稱差值。統計表明，大多數時間信號功率比差值功率大得多。因此可只傳遞差值代替信號，則碼組位數可顯著減少。 輸入抽樣信號 接收端重建信號 輸入信號下預測信號的差- 是經編碼后輸出的數字編碼信號系統總量化信噪比為 上式中為DPCM系統相對于PCM系統的信噪比增益。把差值作為信號的量化信噪比。要使系統性能提高，必須增大和。但語言信號動態范圍大，故只有采用自適應系統，才能獲得最佳性能。(2) ADPCM：有自適應的DPCM系統稱為自適應差值脈碼調制。自適應預測：預測器的預測系數隨信號

17、瞬時值變化作自適應調整。自適應量化：量化階距隨信號瞬時值變化作自適應調整。ADPCM是近年長途傳輸中新型的通用語言編碼方法，與PCM比SNR可改善1621 dB。相當于編碼位數減小34位。9、增量調制特點：編解碼器簡單，抗誤碼性能好。比特率低時信噪比高。應用：軍事、工業中專用通信網、衛星通信。（1）簡單的增量調制。增量調制：當取樣速率遠大于奈奎斯特速率時，樣值之間的關聯程度增強，可進一步簡化DPCM系統，僅用一位編碼表示抽樣時刻的波型變化趨勢。編解碼原理：自適應增量調制：的大小跟蹤輸入信號統計特性變化。二、時分復用（TDM）時分復用：將傳輸時間劃分為若干個互不重疊的時隙，互相獨立的多路信號順序

18、地占用各自的時隙，合成為一個復用信號，在同一信道中傳輸。作 用：數字信號一般采用時分復用方式傳輸以提高信道利用率。1、TDM原理框圖1幀=n個時隙，每幀時間必須符合抽樣定理要求。2、復接把一定路數的數字電話信號復合成一標準數據流（基群），然后將基群復合成更高速的數據信號。準同步數字系列（PDH）：四次群以下的數字復接系列，律：比特率1.544Mbit/sA律：比特率 （我國采用）同步數字系列（SDH）：四次群以上的數字復接系列，（全球統一標準）三PCM基群幀結構：PCM通信系統（屬TDM）編碼 A律PCM 30/32 基群幀結構：3.91us 備用 比特復幀同步信號CH16CH29信令時隙幀同

19、步時隙a b c da b c dCH15 CH30CH2 CH17CH1 CH16保留給國內通信用CH3032路時隙 256bit 125usF0F1F2F3F4F5F6F7F8F9F10F11F12F13F14F15TS0TS1TS2 TS3TS4TS5 TS6x001101100001A211abcdabcd11111A1x1abcdabcd 16幀 2.0 ms 復幀結構基本幀幀結構 偶幀TS0話 路時 隙話 路時 隙 奇幀TS0F1F2F15 A1：幀失步對告碼 A2：復幀失步對告碼 同步時為0，失步時為1， 收信號中得不到幀同步 信號、復幀同步信號時 向對方發告警信號CH0CH15

20、一幀中30個時隙為話路時隙（通30路話），另二個為幀同步時隙及信令時隙抽樣頻率 ，每幀時間幀周期一幀碼元數 328=256基群信息速率：平均每路信息速率為64Kbit/s第5章 數字信號的基帶傳輸 基帶傳輸系統數字通信系統 頻帶傳輸系統（調制傳輸系統）數字基帶信號：沒有經過調制的原始數字信號。（如各種二進制碼PCM碼，碼等）數字調制信號：數字基帶信號對載波進行調制形成的帶通信號。一、數字基帶信號的碼型1、 數字基帶信號的碼型設計原則：對傳輸頻帶低端受限的信道，線路傳輸的碼型的頻譜中應該不含有直流分量；信號的抗噪聲能力強；便于從信號中提取位定時信息；盡量減少基帶信號頻譜中的高頻分量，節省傳輸頻帶

21、、減小串擾；編譯碼設備應盡量簡單。2、 數字基帶信號的常用碼型：單極性的不歸零碼NRZ（Non Return Zero）特點： 不能用濾波法直接提取位定時信號雙極性非歸零碼（BNRZ）特點：不能用濾波去直接提取位定時信號。單極性歸零碼（RZ） 特點：可用濾波法提取位同步信號 雙極性歸零碼（BRZ）特點：整流后可用濾波提取位同步信號差分碼電平跳變表1，電平不變表0 稱傳號差分碼電平跳變表0，電平不變表1 稱空號差分碼特點：反映相鄰代碼的碼元變化。傳號交替反轉碼（AMI）0用零電平表示，1交替地用+1和-1半占空（）歸零碼表示。缺點：連0碼多時，AMI整流后的RZ碼連零也多，不利于提取高質量的位同

22、步信號（位同頻道抖動大）應用：律一、二、三次群接口碼型：AMI加隨機化。三階高密度雙極性碼編碼原則：（1）先把消息代碼變換成AMI碼。 （2）AMI碼中有四個連0用取代節000V或B00V代替。當兩個相鄰V中有奇數個1時。用000V，為偶數個1時用B00V。B的符號極性與前一非0符號相反，V的符號與前一非零符號同極性，后面的非0符號從V符號開始再交替變化。 （3）非四個連0碼為AMI碼不變。特點：保留了AMI的優點，克服了AMI連0多時位同步抖動的缺點。應用：A律一、二、三次群的接口碼型。雙相碼（Manchester碼）又稱BPH碼 編碼原則：1 10， 0 01。特點：易于取位同步信號。應用

23、：以太網信號反轉碼（CMI） 編碼原則 1 11或00，0 01 特點：電平跳躍多，易提取位同步信號。 應用：被CCITT推薦為PCM。四次群接口碼型，也用于光纖傳輸系統。多進制碼：不僅用于基帶傳輸，還廣泛用于調制傳輸，提 高頻帶利用率。二、數字基帶信號的功率譜通常二進制信息1和0是等概，即，結論： 1. 隨機序列的功率譜密度由連續譜和離散譜兩部分組成，2. 于與不完全相同，故，連 續譜總是存在；3、離散譜與與的波形及出現的概率有關，而位定時信號的提取必須依賴于離散譜。否則就要變換基帶信號波形，以利于定時信號提取。推理：（1） 功率譜的形狀取決于單個波形的頻譜函數，碼形規則僅取加權作用，使功率

24、譜形狀有所變化。（2） 時域波形的占空比越小，頻帶越寬。（3） 凡是0、1等概的雙極性碼均無離散譜，（無直流分量和位定時分量）（4） 單極性歸零碼的離散譜中有位定時分量。三、無碼間串擾的傳輸波形。 碼間串擾：前面碼元對后面若干碼元在時刻的抽樣值的影響。 產生原因：（1）傳輸系統的傳輸特性，（如信號帶寬大于信道帶寬） （2）噪聲。1、無碼間串擾的傳輸條件。充要條件：接收波型的抽樣值僅在本碼元抽樣時刻有最大值，而對其它碼元抽樣時刻信號值無影響。即 稱奈奎斯特第一準則物理意義：把傳遞函數在軸上以為間隔切開，然后分段沿軸平移到區間，其疊加結果為一常數。2、碼間串擾的傳輸波形理想低通信號：頻帶利用率為

25、升余弦滾降信號： 兩種系統比較理想低通系統：頻帶利用率高，系統時域響應衰減慢，對定時信號（抽樣信號、位同步信號）相位抖動敏感。余弦滾降系統：頻帶利用率低，系統時域響應衰減快，對抽樣信號的相位抖動要求不嚴格。四、部分響應基帶傳輸系統奈奎斯特第二準則：在某些碼元的抽樣時刻進行控制，使其存在碼間干擾，而在其余碼元抽樣時刻無碼間干擾，能使頻帶利用率提高到理論上的最大值，同時還能降低對定時精度的要求。達到此性能的基帶傳輸系統稱部分響應系統。特點：頻帶利用率高，可達，時域響應衰減快，可放寬對定時抖動的要求。1、第I類部分響應系統對相鄰碼元的取樣時刻產生同極性串擾的系統。的幅度約與成反比，相距一碼元的波形的

26、拖尾相位相反而互相抵消，其合成波拖尾迅速衰減。 =（為二元碼最大值）相關編碼規則： 差錯擴散預編碼：解除碼間相關性，差錯不擴散 ， ， 2、部分響應系統的其它形式。部分響應信號可分為I 、II、III、IV、V類五、數字信號基帶傳輸的差錯率1、 單極性NRZ二元碼的誤碼率：信號平均功率，噪聲平均功率， 則2、 雙極性NPZ碼的誤碼率：信號平均功率，噪聲平均功率，則 3、多元碼的誤碼率 誤碼率隨M增大而緩慢增加，抗噪聲性能下降。六、擾碼和解擾七、眼圖八、均衡第6章 數字信號的調制傳 數字調制：數字基帶信號對載波進行調制，使數字基帶信號的功率譜搬移到較高的載波頻率上，這種調制稱數字調制。也稱鍵控。

27、相應的傳輸方式稱數字信號的調制傳輸。一、二進制數字調制1、二進制幅度鍵控（2ASK）產生時域表達式雙邊帶調幅 頻譜功率譜密度為：譜零點帶寬 （為碼元速率）解調包絡檢波BPF整流LPF抽樣判決位同步器x(t)r(t)cp(t)相干解調BPFLPF抽樣判決位同步器x(t)r(t)cp(t)載波同步cosct2二進制頻移鍵控（2FSK）產生VCO相位連續相位不連續cos1tcos2tf(t)電子開關10時域表達式：式中，是的反碼。 ， 二進制頻移鍵控可視為不同載波頻率的ASK信號之和。頻譜 功率譜密度為 帶寬 為基帶信號帶寬2FSK調制器。2FSK解調BPF1BPF2整流LPF整流LPF位同步抽樣判

28、決fc1fc2a(t)b(t)A）包絡檢波：條件 B）相干解調BPF1BPF2LPFLPF位同步抽樣判決a(t)b(t)載波同步cosc1t載波同步cosc2tC）過零檢測法g限幅微分整流單穩低通抽樣判決位同步器abcdefcp(t)3二進制相移鍵控（2PSK或BPSK） （絕對調相）時域表達式。 為雙極性數字信號若是幅度為1，寬度為的矩形脈沖。則 為抑制載波的雙邊帶調制。 頻譜 帶寬 2PSK調制器相乘器、相位選擇法 2PSK的解調因無載波，故只能用相干解調。A）恢復載波的方法。平方環電路，科斯塔斯（Costas）環電路鎖相環從PSK信號中恢復載波都存在著“相位模糊”問題， B）2PSK相干

29、解調器4二進制差分相移鍵控（2DPSK） （相對調相，克服倒） 產生 絕對碼相對碼（差分碼） 絕對調相傳號差分碼的編碼規則為： 載波變化規律：“1變0不變”頻譜 同2PSK解調相干解調差分譯碼規則： 克服了載波相位模糊問題。差分相干解調（相位比較法）不需恢復本地載波，將DPSK信號延時一個碼元間隔TS后與DPSK信號本身相乘，經低通濾波后再抽樣判決可恢復原數字信息。二、二進制數字調制系統的性能比較1有效性信號帶寬：2ASK 2DPSK為 2FSK 為 B=占用信道帶寬：2ASK 2DPSK 最小為 2FSK 為 最小為頻帶利用率：2ASK 2DPSK 2FSK 可見 2ASK、2DPSK的有效

30、性相同且優于2FSK2可靠性 類別相干解調Pe非相干解調2ASK2FSK2PSK/2DPSK討 論：相干解調優于非相干解調例 2PSK優于2FSK 3db, 2FSK優于2ASK 3dB,故2PSK適于傳高速數據。典型值：誤碼信噪比，優于模擬系統輸出信號噪比。3其它 2ASK最佳門限隨信號功率變化,不方便2FSK兩個抽樣值比較，不需設置判決門限2PSK門限為0,與信號功率無關2DPSK差分相干解調不需要相干載波,比較適用于信道不穩定系統. 三、數字信號的最佳接收四、多進制數字調制系統線性調制系統 (MASK. MDPSK. MQAM 等)可提高系統的頻帶利用率非線性調制系統(MFSK等)可提高

31、抗衰落解力，其有效性低于2FSK復習題1設一寬帶頻率調制系統，載頻振幅為100V，頻率為100 MHz，調制信號m(t)的頻帶限制于5 KHz ， ，最大頻偏，Pn(f)= 10-3 W/Hz (單邊譜)，試求： (1)接收機輸入端理想帶通濾波器的傳輸特性H()； (2)解調器輸入信噪比； (3)解調器的輸出信噪比； (4)若m(t)以振幅調制方法傳輸，并以包絡檢波器檢波，試比較在輸出信噪比和所需帶寬方面與頻率調制系統有何區別?解： 但FM輸出信噪比仍遠大于AM輸出信噪比。 2設隨機二進制序列中的0和1分別由g(t)和-g(t)組成，它們出現概率為P及(1-P)：（1）求其功率譜密度及功率；（

32、2）若g(t)為如圖（a）所示波形，Ts為碼元寬度，問該序列存在離散分量fs=1/Ts否？（3）若g(t)改為圖(b)，回答題（2）所問。g(t)1g(t)Ts/2 0g(t)1 0Ts/4tt-Ts/2-Ts/4解：（1） (2) 故不存在離散譜fs 。 （3） 由(1)中PS(t)公式可見當p=1/2時無離散譜fs,p1/2時有離散譜fs。3、已知信息代碼為1 0 1 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 1 1，試確定相應的AMI碼和HDB3碼，并分別畫出它們的波形圖。解：1信息代碼000000000000000000000000000111111-11-11-11-1-v1-1B

33、v-11AMI碼AMI波形HDB3波形HDB3碼4假設在某2DPSK系統中，載波頻率為2400Hz，碼元速率為1200波特，已知相對碼元序列為1 1 0 0 0 1 0 1 1 1。（1） 試畫出2DPSK信號波形（注：相位偏移可自行假設）；（2） 若采用差分相干解調法接收該信號時，試畫出解調系統的各點波形；（3） 若發送信息符號0和1的概率分別為0.6和0.4，試求2DPSK信號的功率譜密度。解：相對碼2DPSK1100010111（1）（2）b 帶通 移相 低通 抽樣判決acde相對碼絕對碼1100010111011110000abcde （3）基帶信號功率譜 a1=1，a2=-1，p=0

34、.6，fs=1200， G(f)=Sa(f/fs) G(mfs)=0 Ps=1200×0.6×0.4×4×Sa2(f/1200) =1152Sa2(f/1200) 2DPSK的功率譜 Pe(f)=ps(f+fc)+ps(f-fc) =288Sa2(f+2400)/1200)+Sa2(f-2400)/1200)5設載頻為1800Hz，碼元速率為1200波特，發送數字信息為0 1 1 0 1 0。求相對碼，若相位偏移=0°代表“0”、 =180°代表“1”，試畫出這時的2DPSK信號波形。100101100011akbk2DPSK解：6采用13折線A律編碼，設最小量化級為1個單位，已知抽樣脈沖值為+635單位。（1） 試求此時編碼器輸出碼組，并計算量化